L’Ultra Large Bande impulsionnelle - Dix années de progrès

15/01/2014
Auteurs : Xavier Begaud
OAI : oai:www.see.asso.fr:1301:2013-5:9551

Résumé

L’Ultra Large Bande impulsionnelle - Dix années de progrès

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60 REE N°5/2013 LES GRANDS DOSSIERS Introduction L’Ultra Large Bande (ULB ou UWB pour Ultra Wide Band) a connu un fort engouement dès la parution en Février 2002 aux États-Unis d’Amé- rique d’une décision de la Commission Fédérale des Communications (FCC) autorisant l’émis- sion en dessous d’un certain seuil, de signaux dans une bande de fréquences allant de 3,1 à 10,6 GHz. Cette technique de transmission radio consiste à utiliser des signaux dont le spectre s’étale sur une large bande de fréquences, ty- piquement de l’ordre de 500 MHz à plusieurs GHz. Elle fut autrefois utilisée pour des appli- cations radars et militaires, puis transposée il y a quelques années aux applications de télécommunications, suscitant ainsi un intérêt grandissant au sein de la communauté scien- tifique et industrielle. Cette disponibilité spectrale permet d’envisager notamment des communications à haut débit et conduit aussi à une résolution spatiale fine nécessaire pour accroître la précision des systèmes de localisation. Cepen- dant, les restrictions des organismes de réglementation sur le niveau de puissance d’émission ont très rapidement scindé l’ULB en deux approches distinctes supportées par deux groupes d’industriels différents. La première est fon- dée sur l’émission d’impulsions de très courte durée ; c’est l’approche mono-bande ou radio impulsionnelle (Impulse Radio-UWB). La deuxième approche est quant à elle basée sur l’utilisation simultanée de plusieurs porteuses ; Il s’agit de la technique multi-bandes, où la bande de fréquences est subdivisée en plusieurs sous-bandes. La modulation utilisée dans chaque sous-bande est l’OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing). De nombreux débats ont été menés notamment dans les organismes de stan- dardisation et le premier article du dossier (La technologie UWB radio impulsionnelle : un état des lieux des solutions en matière de localisation haute précision et de transfert de données à courte portée) reviendra sur cette première décennie agitée. Dans cet article, vous découvrirez aussi que les premières applications envisagées à l’aube de l’ULB sont très rares à avoir vu le jour. Aujourd’hui grâce à l’ensemble des travaux menés sur ce domaine et notamment en France, ce sont de nouvelles applications qui arrivent sur le marché en technologie intégrée et exploitent toute la richesse des signaux ULB. Parmi les applications récentes de l’ULB toutes ne seront pas présentées dans ce dossier et nous ne parlerons pas des travaux sur les radars de vision à travers les murs, de radar ULB,… Le contenu du dossier est en grande partie centré sur les applications qui exploitent conjointement les informations de position et l’échange de don- nées de tout type. Ce premier article présentera aussi les principales réalisations disponibles sur le marché et les avancées récentes du domaine. Contrairement à l’approche multi-bandes qui s’adossait à des techniques éprouvées et dispo- nibles sur étagères, l’architecture de système de télécom- munication en mode impulsionnel a suscité de nombreux développements et a nécessité, notamment, la mise en place de nouvelles définitions. L’antenne, interface entre le canal de propagation et l’architecture des émetteurs/récep- teurs a dû s’enrichir de caractéristiques de rayonnement temporelles pour optimiser la transmission et la réception de signaux impulsionnels. Les deux contributions suivantes seront ainsi focalisées sur les antennes (Antennes ULB pour les réseaux corporels sans fil et les applications RFID) puis sur le canal (Le canal de propagation Ultra Large Bande). De nouvelles techniques de modélisation des antennes ULB faisant par exemple appel à l’approche statistique seront ain- si présentées pour deux champs d’applications récents : les réseaux corporels sans fil (BAN, Body Area Network) et les applications RFID (Radio Frequency Identification). Les spéci- ficités du canal de propagation ULB seront ensuite analysées pour mettre en lumière toute la richesse de l’environnement lorsqu’il est mesuré et modélisé dans le domaine spatial, spectral et temporel. Pour compléter le panorama dressé dans le premier ar- ticle, deux contributions viendront illustrer les nouvelles ap- plications adressées par l’ULB. Les réseaux corporels sans fil seront présentés dans un article détaillant les derniers résul- tats obtenus dans le cadre d’un projet de l’Agence Nationale de la Recherche (ANR) intitulé RUBY (L’Ultra Wide Band et les réseaux corporels (BAN)). Puis, pour conclure et affir- mer que cette technologie est une solution pertinente dans des environnements contraints, le dernier article proposera quelques applications de l’ULB en transport ferroviaire (Pers- pectives d’utilisation de l’ULB en exploitation ferroviaire). L’Ultra Large Bande impulsionnelle Dix années de progrès Xavier Begaud Professeur à Telecom ParisTech REE N°5/2013 61 LES GRANDS DOSSIERSIntroduction En dix ans, les ambitions initiales de l’ULB ont été complè- tement revues et réorientées vers des marchés spécifiques où la richesse temporelle et spectrale des signaux est pleine- ment exploitée. Même si les marchés de masse initialement visés n’ont pas vu le jour, l’ULB a trouvé une multitude de nouvelles applications dont nous avons donné quelques exemples dans ce dossier. Très récemment (15-18 septembre 2013), lors de la conférence interna- tionale IEEE sur l’Ultra Large Bande à Sidney, le professeur Ryuji Kohno de l’Université Nationale de Yokohama au Japon a proposé le concept de l’ULB des objets (UWB of things) clin d’œil à l’internet des objets (Internet of things). Après avoir développé les systèmes de communications autour de la per- sonne (body centric communications) pour lesquels la liaison n’est pas toujours fiable, l’avenir de l’ULB est peut-être dans les communications entre objets ou capteurs (Machine Centric Communi- cations) où la fiabilité des liaisons ULB peut être judicieusement exploitée dans les dispositifs médicaux, la gestion de l’énergie, le contrôle du bon fonctionne- ment d’un véhicule etc…, ce que l’auteur appelle l’ULB des Objets. Xavier Begaud est docteur de l’Université de Rennes 1 et actuellement professeur et res- ponsable du groupe de recherche RadioFré- quences et Microonde (RFM) du département Communications et Électronique de Télécom ParisTech, Ses activités de recherche sont réalisées au Laboratoire de Traitement et Communication de l'Information, LTCI, UMR 5141, unité conjointe Télécom-ParisTech-CNRS, dans le domaine du rayonnement électroma- gnétique (antennes et réseaux large bande bipolarisation et 3D) et de la conception de métamatériaux pour des applications radar, de communication mobiles, de caractérisation de canal et de compatibilité électromagnétique. Il est l’auteur de plus de 160 articles de revue, brevets, chapitres de livres et conférences. Il est membre du comité d’édition de la revue Advanced Electromagnetics, a organisé deux conférences internationales et édité un livre. La technologie UWB radio impulsionnelle : un état des lieux des solutions en matière de localisation haute précision et de transfert de données à courte portée Par Benoît Denis, François Dehmas, Michael Pelissier, Laurent Ouvry .................................................................... p. 62 L’Ultra Wide Band et les réseaux corporels (BAN) Par Jean Schwoerer, Ali Alex Chami, Serge Bories, Raffaele D’Errico ...................................................................... p. 76 Le canal de propagation Ultra Large Bande Sondage, caractérisation et modélisation Par Pascal Pagani, Patrice Pajusco .......................................................................................................................................... p. 84 Antennes ULB pour les réseaux corporels sans fil et les applications RFID Par Christophe Roblin ................................................................................................................................................................... p. 91 Perspectives d’utilisation de l’ULB en exploitation ferroviaire Par Marc Heddebaut, Fouzia Boukour, Bouna Fall, Atika Rivenq .............................................................................. p. 102 LES ARTICLES 62 REE N°5/2013 L’ULTRA LARGE BANDE IMPULSIONNELLE Benoît Denis, François Dehmas, Michael Pelissier, Laurent Ouvry CEA-Leti Minatec Introduction Dans une perspective d’optimisation énergétique ou de perfectionnement ergonomique, la gestion locale de l’information ainsi que les applications nomades centrées sur l’utilisateur sont aujourd’hui deux tendances de fond de la nouvelle ère numé- rique. L’évolution récente des systèmes RFID et des mémoires tend, par exemple, à favoriser la distribu- tion spatiale des contenus et le stockage local des données, interrogeables « à la demande » dans leur voisinage physique immédiat (sans recours à des ressources distantes centralisées, plus énergivores). L’émergence de technologies propres à l’Internet des Objets (IoT : Internet of Things) ou aux villes intelli- gentes, est dopée par une demande croissante en matière d’intégration, d’autonomie et de mobilité : nombre d’applications topo-dépendantes ou géo- référencées commencent ainsi à voir le jour. Émerge également le besoin de fonctions conjointes de « géolocalisation » et de communica- tion au sein d’environnements jusque-là dépourvus de couverture satellitaire. En exploitant de simples liens de transmission radio, on cherche à positionner des biens ou des individus avec des niveaux de préci- sion sans précédent, c’est-à-dire de l’ordre du mètre, voire en-deçà. La radiolocalisation autorise des ser- vices commerciaux « contextualisés », ou bien encore de nouvelles applications comme la navigation per- sonnelle augmentée, la logistique « intelligente », le secours à la personne, ou l’analyse quantifiée de la pratique sportive. Au-delà de la simple contingence sémantique entre ces deux types de localisation (c‘est-à-dire, La technologie UWB radio impulsionnelle : un état des lieux des solutions en matière de localisation haute précision et de transfert de données à courte portée In this article, we intend to draw the appraisal of a 10 year-long evolution of the Impulse Radio - Ultra Wideband (IR-UWB) technology. Starting with a brief historical review of US and European regulation recommendations (in terms of emission masks and activity) and related IEEE standard specifications (e.g. 802.15.4a and 802.15.4f), we recall the main principles and challenges associated with this technology (e.g. in terms of signal transmission and shaping, possible architectural choices for the receiver, or supported radiolocation functionalities). On this occasion, state-of-the-art contributions, as well as commercially available products, are also summarized, while pointing out the taxonomy currently admitted for IR-UWB systems and applica- tions. Then we describe more specific proposals, addressing accurate peer-to-peer ranging over low data rate links on the one hand or short-range high data rate transfer on the other hand. The first development, which relies on a double I/Q projection principle, claims low power consumption within a few tens of mW, fine sensibility and scalable data rates up to 50 Mbps at several hundreds of meters, and precise time of arrival time (TOA) estimation capabilities, despite a moderate sampling speed on the receiver’s side (i.e. 50 MHz). The second development concerns an original super-regenerative IR-UWB architecture, coupled with a side UHF/HF narrow-band link (used for both power and synchronization remote harvesting, feeding the IR- UWB part), enabling data rates up to 112 Mbps for advanced RFID applications. One third option, viewed as a compromise between the two latter solutions, is also put forward for the localization of semi-passive backscattering RFID tags in indus- trial environments. Finally, we disclose a few research perspectives, regarding IR-UWB radio design (e.g. migration towards 6-8.5 GHz frequency bands vs. CMOS technologies, phase noise and noise factor minimization in I/Q receivers, sensibility optimization and improved robustness against interferers in non-coherent receivers, waveform control and energy efficiency at transmitters, digital baseband agility…), as well as localization algorithms suited into the IR-UWB context (e.g. multipath-aided positioning, non-visibility compensation, hybrid data fusion with inertial systems or multiple radio standards, mobile-to-mobile cooperation…). ABSTRACT REE N°5/2013 63 La technologie UWB radio impulsionnelle : un état des lieux des solutions en matière de localisation haute précision et de transfert de données à courte portée « rendre local » et « positionner »), d’aucuns s’attendent à une révolution profonde des usages, du même ordre que celles ayant accompagné, en leur temps, l’apparition du GPS en matière de trafic automobile et l’arrivée du GSM dans le domaine des communications mobiles. Malgré la concurrence féroce d’autres approches techno- logiques (par exemple les QR codes1 et le cloud, comme alternative au transfert de données à courte portée) et mal- gré la montée en force de solutions matures déjà largement diffusées (par exemple, les systèmes Wi-Fi de localisation indoor offrant une précision de quelques mètres), la radio impulsionnelle IR-UWB (Impulse Radio - Ultra Wideband), en relevant une majorité des défis techniques proposés dans ces nouveaux contextes applicatifs, semble aujourd’hui en mesure de trouver sa place au terme d’un processus de ma- turation de près d’une dizaine d’années. Ainsi, après des débuts euphoriques, où l’UWB – au sens large – semblait représenter une panacée notamment en raison de son efficacité spectrale théorique, l’épreuve du ter- rain de l’implémentation et les contraintes normatives ont conduit, ces dernières années, à un compromis raisonnable entre débit et portée. On aboutit ainsi à une segmentation relativement naturelle et stable de l’offre IR-UWB avec : courte portée ; longue portée, adaptées aux fonctions de radiolocalisation. On se propose, dans ce qui suit, de dresser un bilan de dix années d’évolutions dans le domaine de l’IR-UWB, en trai- tant des grands principes, des réalisations disponibles sur le marché, des techniques plus avancées et des perspectives offertes par la recherche. La technologie radio impulsionnelle Principes de base et propriétés La technologie IR-UWB repose sur l’émission dans le do- maine temporel de trains d’impulsions de très courte durée, de l’ordre de quelques nanosecondes – voire en-deçà –, qui occupent une large bande fréquentielle, c’est-à-dire supé- rieure ou égale à 500 MHz. Une telle approche présente des qualités intrinsèques indéniables. On peut citer, au premier chef, de bonnes propriétés de résolution temporelle, direc- tement héritées du domaine radar dont elle est issue, qui lui confèrent une certaine robustesse dans les environnements denses en multi-trajets (bâtiments résidentiels, tertiaires ou industriels, etc.). La bonne résolution temporelle permet aussi 1 Le code QR (Quick Response) est un type de code-barres en deux dimensions constitué de modules noirs disposés dans un carré à fond blanc. une mesure précise du temps d’arrivée ToA (Time of Arrival) et/ou, par extension, du temps de vol ToF (Time of Flight) des signaux transmis, en particulier à des fins de radiolocalisation. Les faibles niveaux de puissance moyenne rayonnée, alliés à la souplesse des rapports cycliques à l’émission, permettent de réduire de manière drastique la consommation électrique, en la ramenant par exemple à quelques dizaines de mW tout en limitant les interférences générées vis-à-vis des autres ser- vices radio. En comparaison de technologies plus classiques, ces deux derniers points font de l’IR-UWB une solution tou- jours aussi attrayante dans une perspective d’intégration poussée et de pénétration de grands marchés de masse. Mais le chemin ne fut pas pavé de roses pour autant. Règlementation L’introduction de la technologie UWB dans le monde des communications sans fil date des travaux menés au début des années 2000 par la FCC2 américaine, visant à réglemen- ter l’accès intentionnel au spectre dans la bande 3,1 GHz à 10,6 GHz pour des usages secondaires. Ces efforts ont débouché sur une première recommandation qui posait les bases essentielles de la réglementation de l’UWB : la largeur de bande du signal doit être supérieure à 500 MHz ou à 20 % de la fréquence centrale et la densité spectrale de puissance ne doit pas excéder -41,3 dBm/MHz. Cette der- nière valeur est en relation directe avec les niveaux tolérés pour les émissions non intentionnelles des appareils élec- triques, ce qui fonde l’esprit de cette réglementation. Ainsi, en exploitant 500 MHz ou 7,5 GHz de bande, des systèmes UWB peuvent en théorie émettre respectivement au plus -14,3 dBm ou -2,5 dBm3 de puissance moyenne. Cette limi- tation restreint de facto leur utilisation à des portées courtes (quelques mètres) ou modérées (quelques dizaines ou cen- taines de mètres), selon le débit visé. La transposition de cette réglementation de la FCC aux autres régions du monde a pris plusieurs années et s’est accompagnée de restrictions significatives. En Europe plus particulièrement, les travaux de la CEPT4 et les premières décisions de l’ECC5 (ECC/DEC/(06)04 et ECC/DEC/(06)12, [1]) ont séparé la bande dite « basse » comprise entre 3,4 et 4,8 GHz et la bande dite « haute » com- prise entre 6,0 et 8,5 GHz, alors que la FCC avait considéré la bande 3,1 GHz à 10,6 GHz d’un seul tenant (figure 1). 2 Federal Communications Commission : Commission fédérale des com- munications chargée aux États-Unis de la règlementation du domaine des communications. 3 -14.3 = -41.3 + 10*log 500 ; -2.5 = -41.3 + 10*log 2500. 4 Conférence Européenne des Postes et Télécommunications. 5 Electronic Communications Committee : Comité des Communications Électroniques de la CEPT. 64 REE N°5/2013 L’ULTRA LARGE BANDE IMPULSIONNELLE L’accès à la bande basse est restreint par la mise en œuvre de techniques de réduction d’interférences visant à protéger les autres services coexistant sur cette bande. Il s’agit notam- ment du mécanisme Detect And Avoid (DAA), consistant à détecter et à éviter la présence d’un système victime dans la bande d’utilisation, et du Low Duty Cycle (LDC), limitant le taux d’activité des émetteurs dans le temps, et in fine, la taille ainsi que la périodicité des paquets transmis (avec notam- ment une limite de 5 % du temps/s). Sur le principe, le DAA a été instauré plutôt pour des systèmes à haut débit et le LDC plutôt pour les systèmes de localisation, par essence bas débit, ayant la possibilité d’adapter le taux de rafraîchis- sement des mesures. Ces contraintes apparaissent particuliè- rement fortes, notamment d’un point de vue technologique pour le DAA ou applicatif pour le LDC, incitant à utiliser plutôt la bande haute bien qu’elle soit moins favorable en termes de propagation radioélectrique. Par la suite, des réglementa- tions plus spécifiques ont été proposées en Europe sous la forme de décisions ou de recommandations, par exemple pour des systèmes de localisation incluant des déploiements de stations fixes en extérieur (LT26 , ECC/REC/(11)09) ou utilisables en situations d’urgence et de crise (LAES7 , ECC/ REC/(11)10), dans les avions (ECC/DEC/(12)03) ou encore dans les trains et les automobiles (ECC/DEC/(06)04 amen- dement de décembre 2011). Normalisation UWB La publication du premier rapport de la FCC en 2002 s’est accompagnée d’une forte activité au sein du groupe IEEE 802.15.3a, visant à définir un standard de communication 6 Location Tracking Type 2. 7 Location tracking application for emergency and disaster situations. à haut débit (500 Mbit/s) et courte portée, qui soit techni- quement compétitif vis-à-vis des solutions Wi-Fi IEEE 802.11a et b. Deux solutions techniques, l’une basée sur l’OFDM8 , l’autre sur l’IR-UWB, défendues par deux consortia industriels différents, n’ont toutefois pas pu être départagées. La disso- lution du groupe à l’IEEE en janvier 2006 a donné lieu à la création de deux initiatives distinctes, la Multi Band OFDM Alliance (MBOA) et l’UWB forum. Si l’UWB forum a rapide- ment mis un terme à ses travaux, l’alliance MBOA a standar- disé une spécification OFDM au sein de l’ECMA, en assurant sa promotion au sein des alliances WiMedia, WirelessUSB et Bluetooth SIG. Fin 2004, un autre groupe de travail a été créé à l’IEEE, le 802.15.4a9 , avec l’objectif de standardiser une solution de communication bas débit et de localisation précise LDR-LT (Low Data Rate – Location and Tracking). La technologie IR-UWB s’y est alors imposée naturellement et le standard correspondant, publié en 2007, prévoit des débits allant de 100 kbit/s à 26 Mbit/s, avec un schéma de modu- lation flexible utilisant des codes d’étalement et des codeurs optionnels. A la couche MAC10 , héritée du standard IEEE 802.15.4, ont été ajoutées des primitives nécessaires aux mesures de distances point-à-point, reposant sur l’échange de paquets « aller-retour » entre des paires de nœuds d’un même réseau. Une particularité forte de ce standard réside dans l’anticipation de contraintes d’intégration à bas coût en technologie CMOS, préalable indispensable pour les marchés de masse, de telle sorte que, depuis la publication du stan- dard, des industriels se sont lancés dans la production de circuits intégrés l’implémentant, au moins en partie. 8 OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing. 9 http://www.ieee802.org/15/pub/TG4.html. 10 Medium Access Control : dans la couche « liaison de données », sous- couche de contrôle d’accès au support. Figure 1 : Masques d’émission réglementaires pour les transmissions IR-UWB (version simplifiée). REE N°5/2013 65 La technologie UWB radio impulsionnelle : un état des lieux des solutions en matière de localisation haute précision et de transfert de données à courte portée En 2008, le groupe IEEE 802.15.4f a été constitué sous la dénomination « Active RFID11 », avec un objectif similaire à celui de l’IEEE 802.15.4a, à savoir la localisation précise d’étiquettes RFID alimentées, en allégeant la contrainte de l’intégration CMOS et, in fine, en se rapprochant des spéci- fications des systèmes IR-UWB propriétaires développés par certains membres du groupe. Ce standard, publié en 2011, prévoit notamment des transmissions UWB « simplex » (l’éti- quette RFID émettant mais ne recevant pas, ou recevant des informations de signalisation via une autre couche physique non-UWB) ainsi qu’une couche MAC spécifiquement adap- tée à cette fin12 . Enfin, depuis 2008, dans un contexte de recherche en forte croissance, le groupe IEEE 802.15.6 a élaboré une spé- cification des couches physiques et MAC dédiées aux réseaux corporels sans fil BAN (Body Area Networks). Compte tenu des avantages inhérents à la technologie IR-UWB pour ce type d’environnements et d’applications fortement contraints (débit variable, basse consommation, forte intégration), une couche physique s’apparentant à une version allégée de l’IEEE 802.15.4a a été publiée par ce groupe en 2011. Cette spécification est d’ailleurs traitée plus en détail dans un autre article de ce dossier. Principes généraux et état de l’art Formes d’onde En IR-UWB, l’impulsion unitaire révèle l’allure de l’enve- loppe spectrale du signal émis. Par exemple, une impulsion de forme gaussienne et de largeur temporelle utile occupe une bande fréquentielle d’environ B = 2/ (soit B = 500 MHz pour = 4 ns). La construction d’un signal IR-UWB se fait le plus souvent par répétition de telles impulsions avec une pério- dicité moyenne PRP (Pulse Repetition Period). Ainsi le signal émis est de nature sporadique, de rapport cyclique moyen /PRP. La modulation de l’impulsion pourra dès lors se faire en : 13 , modulation de la phase ou de la polarité de l’impulsion, avec éventuellement un encodage différentiel par rapport à la précédente impulsion ; n-PPM14 , modulation de la position de l’impulsion avec n positions possibles ; 15 , utilisation d’un doublet d’impulsions (la première ser- vant de référence à la seconde, qui portera l’information de manière différentielle) ; 11 Radio Frequency Identification : radio-identification. 12 IEEE802.15.4-2011. 13 BPSK : Binary Phase Shift Keying. Modulation par changement de phase à deux états. 14 PPM : Pulse-Position Modulation. Modulation en position d’impulsions. 15 TR : Transmitted Reference. Modulation par passage de référence. 16 , modulation via l’absence ou la présence de l’impulsion. Compte tenu de la difficulté à contrôler finement la phase et l’amplitude des impulsions émises, les modulations QAM ne sont pas retenues. Des constellations ou modulations d’ordre supérieur, par exemple orthogonales, hormis en n-PPM, peuvent toutefois être obtenues par codage via des séquences d’impulsions spécifiques, à l’instar des systèmes à étalement de spectre par séquence directe (ESSD). Le débit variable est, le plus souvent, obtenu en modifiant le nombre d’impulsions par symbole, au prix d’une faible complexité matérielle additionnelle. Enfin, les propriétés spectrales du signal complet dépendant directement du peigne convoluant l’impulsion de base, il est nécessaire d’ajouter un schéma de codage spécifique pour lisser les raies spectrales, typique- ment un embrouillage (scrambler) par code de saut temporel TH (Time Hopping) et/ou de polarité (polarity scrambling). A titre d’exemple, le standard IEEE 802.15.4a met en œuvre plusieurs schémas de modulation-codage. Le pré- ambule est constitué d’une suite d’impulsions uniques mo- dulées par séquence directe ternaire de longueur N. Dans l’exemple de la figure 2-a, la PRP moyenne a une valeur moitié par rapport à la PRP « crête », de par la présence de N/2 zéros dans la séquence ternaire appliquée. Le champ de trame véhiculant les données utiles (PSDU) est modulé avec des trains d’impulsions groupées ou “bursts” (cf. figure 2-b). Le burst est embrouillé afin de lisser le spectre, modulé deux moitiés du temps symbole (2-PPM, codage de 1 bit) et affecté d’un code de saut temporel à l’intérieur de la moi- tié du temps symbole, pour lisser le spectre et permettre la réduction d’interférence entre différents réseaux coexis- tants. La PRP crête est de 2 ns, mais la PRP moyenne est la même que celle du préambule. Le débit variable est obtenu ici en modifiant proportionnellement la durée du burst et la durée symbole. Une alternative pour la modulation de la PSDU consiste à appliquer le même schéma que pour le préambule. Le débit variable est alors obtenu en modifiant la longueur du code d’étalement. Une contrainte supplémentaire dans la spécification des paramètres de modulation est liée au canal de propagation. Compte tenu de la difficulté objective à implémenter des 17 classiques sont mis en œuvre. Dès lors, il convient de limiter l’interférence entre symboles (ISI18 ) ou entre impulsions (IPI19 ) en amont, 16 OOK : On-Off Keying. Modulation en tout ou rien. 17 Récepteur RAKE : récepteur permettant de sommer l'énergie des tra- jets multiples 18 ISI : Inter Symbol Interference. 19 IPI : Inter Pulse Interference. 66 REE N°5/2013 L’ULTRA LARGE BANDE IMPULSIONNELLE en espaçant les impulsions transmises et en choisissant une PRP grande devant la durée de la réponse impulsionnelle du canal. Des études menées pour des environnements appli- catifs représentatifs, c’est-à-dire, à l’intérieur des bâtiments et pour des portées allant jusqu’à quelques dizaines de mètres, montrent que l’étalement temporel moyen du canal peut atteindre quelques dizaines de nanosecondes, selon les conditions d’obstruction du trajet en visibilité directe. Sur de courtes distances, l’étalement se limite à quelques nanose- condes et la PRP peut ainsi être significativement réduite. Or, à puissance moyenne égale, toute augmentation de la PRP moyenne implique proportionnellement l’augmentation du carré de l’amplitude des impulsions. La limite supérieure pour cette même amplitude est imposée par les technologies et les tensions d’alimentation des circuits mis en œuvre. Pour des technologies standards, on retiendra que l’amplitude maximale des impulsions est inférieure à la tension d’alimen- tation (de l’ordre de 1 V en technologie CMOS RF). La PRP moyenne de 64 ns, couplée à un rapport cyclique d’envi- ron 3 %, telle que définie dans les standards IR-UWB IEEE 802.15.4a et IEEE 802.15.6, tient précisément compte de ces mêmes contraintes technologiques. Architectures de réception Plus encore que pour les technologies radio classiques à bande étroite, le choix de l’architecture de réception est, dans le cas IR-UWB, intimement lié au niveau de perfor- mance souhaité, au schéma de modulation retenu et donc à l’application sous-jacente revendiquée comme on l’a vu dans la section précédente. Le tableau de la figure 3 recense les grandes familles d’architectures possibles. La première solu- tion rapportée, relativement classique pour les systèmes à bande étroite, s’avère pour autant assez bien adaptée. Les autres architectures, spécifiques à l’IR-UWB, sont plus inno- Figure 2 : Structures types du préambule (a) et de la partie « données » (b) d’une trame du standard IR-UWB IEEE 802.15.4a. Dans l’exemple illustré en (b), en cas de modulation 2-PPM, le “burst” d’impulsions transmis encode un unique symbole de donnée « 0 » et occupe la première des huit positions d’étalement possibles (TH : Time Hopping). A contrario, pour un symbole « 1 », le burst aurait occupé une des positions temporelles de 16 à 23. (a) (b) REE N°5/2013 67 La technologie UWB radio impulsionnelle : un état des lieux des solutions en matière de localisation haute précision et de transfert de données à courte portée vantes, mais résultent toutes d’un compromis. On pressent en effet que la spécialisation d’un type de récepteur à un contexte applicatif est nécessaire afin de disposer d’une solu- tion suffisamment attractive. Les algorithmes de synchroni- sation et de démodulation sont aisément transposables et assez largement inspirés de ceux du domaine de l’étalement de spectre (DSSS). Une particularité réside néanmoins dans les étapes d’estimation du canal. Le caractère sporadique du signal reçu impose de parcourir la PRP avec un pas tempo- rel d’une finesse proche de celle de la durée de l’impulsion, en contrepartie de l’obtention d’une estimation complète de la réponse impulsionnelle du canal, laquelle pourra être - gorithmes d’estimation du temps d’arrivée (ToA), voire de localisation. Certaines approches en rupture ont cependant été proposées afin d’alléger ce processus de synchronisa- tion [2], [3]. Les architectures à échantillonnage direct ou à sous-échantillonnage sur 1-bit [4] bénéficient quant à elles de la puissance des traitements réalisés en numérique et du passage à l’échelle des technologies CMOS avancées, au prix d’un compromis sur les performances. Une autre limita- tion réside dans la nécessité d’avoir recours à une séquence d’étalement afin de reconstruire la réponse impulsionnelle du canal par intégration cohérente ou non-cohérente, limitant d’autant le débit utile. D’autres approches plus particulières de récepteurs non-cohérents à seuil de détection et à temps continu, compatibles avec des modulations par séquences Figure 3 : Principaux choix possibles en matière d’architecture de récepteur IR-UWB. 68 REE N°5/2013 L’ULTRA LARGE BANDE IMPULSIONNELLE récemment dans un contexte bas débit [5]. L’approche par super-régénération [6] est, quant à elle, plutôt indiquée dans le contexte haut débit à courte portée, pour lequel le canal de propagation est essentiellement mono-trajet. Pour ce qui est de l’estimation du ToA et/ou de la détec- tion d’impulsions à des fins de localisation, de nombreux al- gorithmes ont été proposés ces dernières années pour ces différentes architectures de réception IR-UWB [7]. Une atten- tion plus particulière a été portée aux estimateurs adaptés aux récepteurs non-cohérents, tels que les solutions à base de détection d’énergie ED20 . Une approche immédiate consiste à venir comparer l’énergie collectée dans des fenêtres d’inté- gration successives (de la largeur temporelle de l’impulsion unitaire transmise) avec un seuil de détection judicieusement positionné. L’index de la première fenêtre dépassant ce même seuil – en énergie – est alors simplement associé au ToA estimé. Malheureusement, pour des conditions de propaga- tion réalistes, ces techniques énergétiques à base de franchis- sement de seuil sont particulièrement délicates à mettre en œuvre à faible rapport signal sur bruit et interférences SINR21 . Elles souffrent également des collisions dues aux compo- santes multi-trajets trop proches du trajet direct. Un autre point faible réside dans le fait de ne pas exploiter toute la réponse impulsionnelle du canal, mais uniquement des termes d’éner- gie marginaux, traités de manière indépendante. Mais d’autres estimateurs [7], [8], toujours adaptés aux architectures ED, peuvent précisément tirer profit d’une connaissance a priori de certaines statistiques prêtées aux canaux indoor IR-UWB (par exemple la décroissance en puissance moyenne en fonc- tion du temps d’arrivée, la loi sur l’amplitude et les différences de temps d’arrivée des trajets multiples). Ces solutions exploitent l’intégralité du profil énergétique multi-trajets en réception avant de fonder une décision sur le ToA. Elles sont reconnues pour limiter la dispersion de l‘esti- mation autour du véritable « point de départ » temporel du canal (leading edge) sur une plus large gamme de SINR, mais elles ont le mauvais goût d’être résolument paramétriques et donc de nécessiter un modèle a priori, dont la disponibilité et la représentativité sont souvent discutables. Enfin, d’autres méthodes telles que SBS-MC (Serial Backward Search for Multiple Cluster) visent à combattre les multi-trajets au moyen de procédures itératives de détection du premier « maximum » local d’énergie, au sein de fenêtres d’observation positionnées en amont du trajet détecté comme étant le plus fort [7]. Comme pour la démodulation, les architectures à base d’échantillonnage direct [4] autorisent quant à elles aussi bien une détection non-cohérente qu’une 20 ED: Energy Detection. 21 SINR : Signal to Interference and Noise Ratio. détection cohérente directe du premier trajet observable en réception (par exemple sur la base de l’amplitude quanti- fiée du signal acquis ou encore, après corrélation numérique avec une forme d’onde connue a priori). Dans ce dernier cas toutefois, elles nécessitent une cadence d’échantillonnage élevée et demeurent relativement énergivores, sensibles à l’imprécision des horloges, ainsi qu’aux fausses alarmes anti- cipées à faible SINR. Des techniques encore plus sophisti- quées, inspirées d’algorithmes itératifs à haute-résolution dédiés d’ordinaire à l’estimation de canal (par exemple avec effacement successif des derniers échos estimés), peuvent aussi être envisagées avec ce type de récepteur, bien que se montrant très complexes et nécessitant une bonne dyna- mique de représentation du signal reçu [7]. Principales réalisations disponibles sur le marché Une écrasante majorité des produits à base d’IR-UWB disponibles aujourd’hui sur le marché concerne des applica- tions de localisation. En la matière, la société Time Domain22 s’est positionnée depuis le début des années 2000 comme l’un des leaders, en développant et en commercialisant des solutions cohérentes à base de corrélateurs, dont le circuit Pulson® P410 est le dernier disponible sur le marché. Les mesures de distance point-à-point s’appuient sur l’estimation du ToA, ainsi que sur un protocole classique d’échange de paquets TWR (Two Way Ranging). Ces mesures peuvent être effectuées à des portées allant de 35 à 350 m (selon le taux de rafraîchissement, c’est-à-dire de 154 Hz à 8 Hz), avec une précision revendiquée d’environ 3 cm en espace libre (LOS Line Of Sight). Ce dispositif n’est toutefois pas compatible avec la réglementation européenne en raison de la bande RF utilisée (de 3,1 à 5,3 GHz). De plus, le système affiche une consommation importante pouvant s’élever à 4,2 W et un facteur de forme encore conséquent (76 x 80 x 16 mm3 , 58 g par dispositif), liés à un niveau modeste d’intégration. La société Time Domain a plus récemment essaimé avec la création de PLUS Location Systems23 , s’appuyant sur une technologie sensiblement analogue. MultiSpectral Solutions Inc, autre société pionnière du domaine fondée dès 1988, a développé les premières so- lutions relativement atypiques de radiolocalisation IR-UWB, s’appuyant sur des diodes à effet tunnel. Utilisées en récep- tion, ces dernières permettent une détection non-cohérente des impulsions, utile à l’estimation du ToA. Après un rachat en 2008 par la société Zebra Technologies24 , les solutions IR-UWB correspondantes sont désormais commercialisées 22 http://www.timedomain.com/. 23 http://pluslocation.com/. 24 http://www.zebra.com/. REE N°5/2013 69 La technologie UWB radio impulsionnelle : un état des lieux des solutions en matière de localisation haute précision et de transfert de données à courte portée sous l’appellation DART UWB. Il s’agit là d’un système asymé- trique, composé de balises fixes (sensors) interconnectées (via un hub), ainsi que d’étiquettes à localiser (tags). Les per- formances de localisation affichées font état d’une portée de 200 m, pour une précision de 30 cm en espace libre et pour un taux de rafraîchissement de 1 Hz. Ce système opère dans la bande 6,35 à 6,75 GHz. La société Ubisense25 , créée en 2003, propose égale- ment un système asymétrique, composé de capteurs (7000 IP Sensor) permettant de mesurer à la fois le ToA et l’angle d’arrivée AoA26 du signal UWB en provenance d’étiquettes, fonctionnant comme des transpondeurs actifs sur batterie (7000 Tag module) et opérant dans la bande de 6 à 8 GHz. La localisation des étiquettes est ainsi effectuée à partir des données recueillies par au moins deux capteurs de réfé- rence. La technologie IR-UWB est ici exploitée uniquement à des fins de localisation, la transmission de données (liée au contrôle et à la télémétrie) étant gérée par un lien radio clas- sique bande étroite à 2,4 GHz. La portée annoncée s’élève à près de 100 m, pour une précision de localisation de 15 cm au taux de rafraîchissement maximal de 33 Hz. Bien que les étiquettes affichent un facteur de forme intéressant (24,5 x 24,5 x 9,1 mm3 pour 6 g), la consommation des capteurs de référence demeure encore élevée (12 V DC à 1 A). Les diverses solutions recensées ci-dessus visent essen- tiellement des applications de type RTLS (Real Time Location System), assurant la localisation de biens ou de personnes dans les entrepôts et les usines, les bâtiments tertiaires, les espaces commerciaux ou les hôpitaux. D’autres acteurs industriels ont choisi de développer des circuits intégrés IR-UWB pour s’orienter vers des marchés plus grands publics. A titre d’exemple, DecaWave27 , société fabless créée en 2004, développe une solution basée sur la norme IEEE 802.15.4a. Sa puce ScenSor1 s’appuie égale- ment sur une mesure du temps de vol aller-retour RT-ToF28 , conformément aux recommandations stipulées dans le stan- dard. La précision de mesure de distance attendue est de l’ordre de 10 cm avec une portée théorique en visibilité de 450 m. La société BeSpoon29 propose, quant à elle, un circuit intégré IR-UWB PinPointer, respectant la nouvelle réglemen- tation européenne et permettant également l’estimation de distances relatives sur la base de mesures RT-ToF. Cette so- ciété développe également le support logiciel (dont certains algorithmes de localisation) adapté à leur circuit, permettant 25 http://www.ubisense.net/. 26 AoA : Angle of Arrival. 27 http://www.decawave.com/. 28 RT-ToF : Round Trip – Time of Flight. 29 http://bespoon.com/. une intégration et un traitement des données au niveau sys- tème. La précision attendue est de l’ordre de quelques cen- timètres à des portées de plusieurs centaines de mètres. Les deux sociétés précédentes revendiquent, de facto, de très faibles consommations électriques (par exemple, quelques dizaines de mW) ainsi qu’un socle d’applications plus vaste et plus générique, concernant potentiellement des marchés de masse (par exemple via l’intégration aux smartphones), par- mi lesquelles la navigation personnelle dans les bâtiments, la surveillance de biens dans la sphère personnelle quotidienne (PC portable, clés de voiture) ou la sécurité d’individus vul- nérables (enfants sur une plage, systèmes anti car-jacking). Enfin, de très rares sociétés proposent aujourd’hui des solutions IR-UWB de transmission de données haut débit à courte portée, telle que la technologie sans contact Transfer- Jet de Sony30 relevant des standards ECMA-398/39931 , qui autorise des débits physiques de 560 Mbit/s. Ces solutions sont toutefois marginalement représentées et diffusées. Méthodes avancées et résultats récents Localisation très haute précision En réinterprétant d’une part le principe des traitements classiques en phase et quadrature (IQ) dans le contexte IR-UWB et d’autre part un modèle de détecteur s’appuyant sur un double étage de projections du signal reçu sur une base de fonctions sinusoïdales [2], une architecture origi- nale de récepteur IR-UWB a pu être intégrée au CEA-Leti en technologie 0,13 µm CMOS dans la bande 3,2-4,7 GHz [3] (figure 4-a). Dans sa version nominale, ce récepteur dispose d’une forte sensibilité et donc de bonnes capacités de dé- tection du signal à faible rapport signal sur bruit et interfé- rence SINR pour des séquences d’impulsions suffisamment longues, en dépit d’une faible consommation électrique, de l’ordre de quelques dizaines de mW. Ces caractéristiques lui permettent d’assurer des débits d’information adaptables (< 50 Mbit/s) en fonction de la portée visée, cette der- nière pouvant aller jusqu’à plusieurs centaines de mètres. Mais une originalité de ce récepteur réside dans sa capa- cité à apprécier, avec une précision théoriquement infinie, le temps d’arrivée ToA des séquences d’impulsions au sein de fenêtres d’intégration arbitrairement longues, sans nécessiter une cadence d’échantillonnage rapide du signal en réception (limitée à 50 MHz). Dans des conditions idéales d’espace libre (LOS), cette solution intégrée permet ainsi de mesurer des distances entre dispositifs (point-à-point) sur la base du RT-ToF, avec une erreur de quelques centimètres seulement (figure 4-b). Mais l’architecture complète émetteur/récepteur 30 http://www.transferjet.org/. 31 Close Proximity Electric Induction Wireless Communications. 70 REE N°5/2013 L’ULTRA LARGE BANDE IMPULSIONNELLE peut encore être améliorée avec l’ajout d’antennes multiples en émission et/ou en réception (cf. figure 5-a). Outre les gains de diversité et de sensibilité escomptés (et donc en portée), cet ajout doit permettre, en réception, l’estimation conjointe du ToA et de l’angle d’arrivée (AoA) (cf. figure 5-b) ou encore un filtrage spatial des trajets multiples secondaires via des techniques de formation de faisceau [9], par exemple au niveau de stations de base fixes pour des applications de logistique industrielle. Transmission très haut débit à courte portée Dans un contexte de transmission haut débit à courte por- tée, il est nécessaire de concevoir un récepteur IR-UWB qui puisse répondre à certaines contraintes supplémentaires. La première de ces contraintes concerne la base de temps dispo- nible, la synchronisation entre l’émetteur et le récepteur devant être extrêmement précise. Une solution pour réduire au maxi- mum la consommation électrique consiste, alors, à associer au lien radio IR-UWB haut débit un lien bande étroite supplémen- taire, tel que ceux utilisés classiquement en RFID UHF (Ultra High Frequency) à 900 MHz ou HF (High Frequency) à 13,56 MHz. Ce dernier permet de fournir la référence de temps com- mune aux deux extrémités du lien IR-UWB. De plus, à courte portée, la transmission RFID peut être également exploitée afin de garantir une télé-alimentation du système. Dès lors, une contrainte forte pèse sur la consommation énergétique de l’émetteur/récepteur IR-UWB. Par ailleurs, les faibles niveaux de puissance émise tolérés par la réglementation constituent un réel défi pour le récepteur, qui doit être capable de détecter des impulsions de très faible amplitude, sous la contrainte de la télé-alimentation déjà citée. L’architecture RF à base de su- per-régénération constitue alors une solution pertinente pour répondre à ce double challenge. Ces dernières années, de telles architectures ont montré principalement leur intérêt en termes de basse consomma- tion pour des applications à bande étroite. Il a toutefois pu Figure 4 : Architecture de réception « Double I/Q » à haute précision temporelle (a) et performances expérimentales (sur banc de test) d’estimation du temps d’arrivée des impulsions [3]. (a) (b) (a) (b) Figure 5 : Parallélisation de chaînes de réception « Double I/Q » (a) pour l’estimation d’angle d’arrivée (b), conjointement à l’estimation du temps d’arrivée [9]. REE N°5/2013 71 La technologie UWB radio impulsionnelle : un état des lieux des solutions en matière de localisation haute précision et de transfert de données à courte portée être démontré que cette architecture était particulièrement adaptée aux problématiques IR-UWB. La solution adoptée est basée sur un oscillateur en limite de stabilité qui réagit de façon atypique à une sollicitation extérieure permettant la détection de signaux, tout en fournissant un gain quasi-in- fini avec un minimum d’énergie en entrée du système. Alors que le super-régénérateur présentait l’inconvénient majeur d’une bande passante trop large par rapport à la bande du signal modulé dans un contexte de bande étroite (rendant vulnérable la communication aux perturbateurs voisins, ainsi qu’au bruit accumulé dans la bande), cette propriété peut, au contraire, représenter un avantage intéressant dans le cas IR-UWB, le signal occupant par définition plusieurs centaines de MHz de bande passante. En outre, le super-régénérateur échantillonne naturellement le signal d’entrée, en étant sen- sible à une portion seulement de l’énergie injectée sur la porteuse sinusoïdale, correspondant à la phase où l’oscilla- teur se trouve en limite d’instabilité. Cette autre caractéris- tique s’avère aussi adaptée aux systèmes IR-UWB, dans la mesure où l’énergie se retrouve « efficacement » concentrée pendant la seule durée de l’impulsion. On peut alors éga- lement démontrer que la fonction de sensibilité temporelle présente, sous des conditions d’excitation particulières, une forme adaptée – au sens d’une maximisation du SINR – à l’impulsion à détecter en bande de base. La couche physique développée en [6], dont un schéma bloc est illustré sur la figure 6, s’appuie sur une communication IR-UWB basée sur ce principe, assurant une liaison radio à haut débit de 112 Mbit/s sur les deux liens, montant et descendant. Un émetteur à bande étroite inclus dans le lecteur, envoie une fréquence porteuse (900 MHz ou 13,56 MHz) qui est exploi- tée dans les deux modules pour l’extraction d’énergie d’une part et la synchronisation en fréquence du lien radio d’autre part. La télé-alimentation garantit l’autonomie de l’étiquette. La distance de communication, tributaire de la méthode de récupération d’énergie, est réduite à quelques centimètres. En d’autres termes, l’échange d’information sur le lien IR-UWB se fait de manière locale dès lors que la source d’énergie (bande étroite) est détectée à proximité. La synchronisation en fré- quence, basée sur une extraction d’horloge commune (au lec- teur et à l’étiquette), offre une granularité temporelle de l’ordre de la nanoseconde, compatible avec les signaux IR-UWB. Ceci permet de simplifier le traitement des données et les modules de communication, tout en réduisant la consomma- cyclique ajustable entre 2 % et 22 % (selon le débit visé), per- met de minimiser encore davantage la consommation, aussi bien en émission qu’en réception. Selon la commande d’acti- vation digitale (bloc de quench), l’oscillateur se positionne en mode émission ou réception. Une symétrie parfaite entre les deux fonctions est assurée, permettant de mettre en place une liaison bidirectionnelle s’appuyant sur des protocoles de communication originaux, ainsi que d’avoir un même compo- sant utilisable indifféremment en tant que lecteur ou étiquette. Il n’y a, de ce fait, pas de contrainte particulière au niveau du lien radio entre une phase d’écriture ou de lecture. La bande de fréquences utilisée, centrée autour de 8 GHz, permet d’en- visager un déploiement international de cette solution. Sur le plan applicatif, le circuit intégré radiofréquence réa- lisé au CEA-Leti permet d’échanger des données entre un lecteur, typiquement intégré dans un téléphone portable, et une mémoire passive de type étiquette RFID32 , avec une capacité de transfert de 10 à 100 fois supérieure à celle de systèmes RFID conventionnels. Exemple de compromis Si dans les deux exemples précédents, les architectures IR-UWB retenues étaient relativement typées, certaines ini- 32 http://research.nokia.com/news/9393. Figure 6 : Schéma de principe du circuit radiofréquence UWB-RFID à base de super-régénération pour les applications de mémoire haut débit télé-alimentée. 72 REE N°5/2013 L’ULTRA LARGE BANDE IMPULSIONNELLE tiatives récentes visent à développer des systèmes jouissant conjointement des deux fonctions, moyennant quelques compromis de conception supplémentaires. Il s’agit d’assu- rer le suivi de la position d’objets en temps réel dans un entrepôt (RTLS) à l’aide d’étiquettes RFID IR-UWB semi-ac- tives, voire passives [10]. Schématiquement, un tel système se compose d’émetteurs-lecteurs disposés en grille, formant une infrastructure. Dans chacun des carrés (10 m x 10 m) de cette même grille, des étiquettes sont localisées au moyen de lecteurs, disposés aux quatre coins. La précision visée est, dans ce cas également, centimétrique. Une première diffi- culté réside alors dans la nécessité de disposer d’une très grande sensibilité au niveau du lecteur. L’étiquette RFID se comportant comme un simple réflecteur du signal IR-UWB (c’est-à-dire via une simple modulation de la charge présen- tée à l’antenne), l’atténuation linéaire de la puissance utile, au lieu d’être inversement proportionnelle au carré de la dis- tance, c’est à dire en ~ 1/d2 (cas idéal de l’espace libre pour un émetteur et un récepteur distant de d) évolue plutôt en ~ 1/d4 . Le lecteur reçoit donc une puissance de rétro-mo- dulation de la part de l’étiquette à 10 m équivalente à celle d’un émetteur actif situé à 100 m. Ce très faible signal est de plus noyé parmi des signaux interférents forts, prove- nant de réflexions générées par l’environnement proche du lecteur, ainsi que par d’autres émetteurs-lecteurs. Pour atteindre ce niveau de sensibilité, on considère alors de lon- gues séquences d’impulsions et donc des débits très faibles (de l’ordre du kbit/s). Par rapport à l’architecture de la fig- ure 4-a, la dynamique du convertisseur analogique-numé- rique devra également être augmentée afin de supporter les très faibles SINR. Par ailleurs, un lien UHF parallèle permet de faciliter la synchronisation du signal IR-UWB au niveau symbole entre le lecteur et l’étiquette, de façon similaire à la solution de la figure 6. Une autre difficulté réside dans la très basse consommation attendue au niveau du tag. En particulier, on doit pouvoir générer une fréquence de rétro- modulation suffisamment précise. En marge de ces points bloquants, certaines parties traditionnellement délicates en IR-UWB, comme la synchronisation au niveau impulsion, sont par contre simplifiées en l’absence de décalage de fréquence entre l’émetteur et le récepteur, le lecteur recevant les impul- sions qu’il a lui-même émises. Perspectives et questions ouvertes à la recherche Techniques de localisation Malgré le fort pouvoir séparateur des signaux IR-UWB vis-à-vis des trajets multiples, et indépendamment des performances intrinsèques des récepteurs envisagés, les conditions locales de propagation et les irrégularités radio jouent encore un rôle déterminant sur les performances de localisation dans une majorité d’environnements applicatifs, pour des cas non-contrôlés d’utilisation (par exemple dispo- sitif radio porté en main par l’utilisateur ou placé dans une poche). En pratique, l’obstruction des liens radio IR-UWB, par le corps ou les murs, ou une orientation défavorable du dispositif peuvent ainsi donner lieu à des bruits transitoires ou à des biais significatifs, venant altérer les mesures de dis- tances et, in fine, les positions estimées. A partir de l’ana- lyse de la structure du canal radio IR-UWB indoor, certaines études récentes mettent toutefois en évidence la corrélation spatio-temporelle des composantes multi-trajets pour un régime de mobilité établi et pour des déplacements de faible amplitude, le comportement erratique et ponctuel des cas d’obstruction les plus sévères liés, par exemple, à des élé- ments métalliques du mobilier, ou encore l’effet quantifiable du corps humain sur les performances. Ces informations peuvent s’avérer constructives dans la perspective d’amélio- rer la précision de localisation IR-UWB. De nouvelles approches, s’appuyant sur les profils mul- ti-trajets reçus complets et/ou sur la poursuite des multi- trajets les plus significatifs, ont ainsi vu le jour récemment. Certaines d’entre elles tentent par exemple, au sein de filtres de poursuite adaptés, de décrire le comportement des biais dynamiques affectant le ToA du premier trajet en situation NLOS sous la forme de processus stochastiques, voire semi- déterministes (en fonction d’informations angulaires synthé- tiques au niveau du récepteur mobile, selon la direction de déplacement) [8]. D’autres solutions s’inspirent de méthodes radars mono/bi-statiques ou de techniques de d’imagerie à base d’antennes multiples [11]. D’autres techniques avancées de localisation mono-ancrage s’appuient, quant à elles, sur la connaissance préalable du plan du bâtiment et sur une prédiction locale des ancres virtuelles associées à des trajets réfléchis significatifs (à des ordres d’interaction arbitrairement élevés), en appliquant des méthodes de filtrage (filtres de - sis Density filtering) et d’association de données (Optimal Sub-Pattern Assignment) [12]. De manière duale, d’autres solutions proposent encore d’exploiter le lien déterministe et géométrique entre les temps d’arrivée des trajets simple- ment réfléchis et les positions relatives des dispositifs radio au sein de pièces rectangulaires, afin d’assurer des fonctions conjointes et coopératives de cartographie indoor et de pour- suite des nœuds radio [7]. Certaines alternatives se concentrent principalement sur le traitement des situations d’obstruction radio. Il s’agit par exemple de méthodes d’apprentissage des signatures radio REE N°5/2013 73 La technologie UWB radio impulsionnelle : un état des lieux des solutions en matière de localisation haute précision et de transfert de données à courte portée IR-UWB en certains points connus de l’espace (fingerprin- ting) [7], dont plusieurs variantes récentes (avec ou sans dé- tection préalable des cas NLOS et/ou réjection des mesures correspondantes) s’appuient par exemple sur des réseaux artificiels de neurones (ANN) ou des méthodes dites de Sup- port Vector Machine (SVM). Mais ces méthodes nécessitent une phase de calibration in situ relativement lourde (le cas échéant, des outils de prédiction puissants) et s’avèrent, en définitive, peu flexibles face aux changements de l’environ- nement. Plus simplement, on peut aussi chercher à réduire les zones d’ombre liées aux situations de non-visibilité pro- fondes les plus rédhibitoires, en étendant ainsi la couverture du service de localisation. A titre d’exemple, dans un envi- ronnement industriel très obstrué, on peut ainsi localiser des étiquettes actives à partir de relais non-régénératifs dont les diagrammes antennaires sont fortement asymétriques (om- nidirectionnels dans le sens entrant, vis-à-vis des tags, et très directifs dans le sens sortant, vers les lecteurs fixes), en maxi- misant la vraisemblance d’un signal reçu agglomérant signaux directs et signaux relayés [13]. La gestion de multiples modalités et la fusion de données hétérogènes apparaît enfin comme un axe important de re- cherche en matière de localisation IR-UWB. On se propose par exemple d’exploiter de multiples métriques radio pour une même technologie, voire pour un même lien, ou de mul- tiples standards radio colocalisés dans un même environne- ment, au sein de réseaux sans fil hétérogènes [14]. Dans ce deuxième cas, un enjeu dépassant le simple cadre IR-UWB consiste à tirer profit de la diversité spatiale et de la redon- dance d’informations autorisées par la coopération entre mo- biles, de façon parcimonieuse et opportuniste, en fonction de la connectivité disponible. Il s’agit également de minimiser l’impact collatéral vis-à-vis des communications, que ce soit en termes de consommation, de latence et ou de congestion du réseau, imputables au trafic et à la signalisation dédiés à la fonction de localisation. On envisage alors d’appliquer des mécanismes de sélection de liens ou d’autocensure, à l’émission comme à la réception, entre de multiples utilisa- teurs mobiles. Une autre stratégie récemment mise en avant propose de s’appuyer sur des mesures issues de centrales inertielles pourvues d’accéléromètres et de gyroscopes, voire de magnétomètres. Ces données viennent en complément de métriques radio IR-UWB telles que le ToA, la différence de ToA (TDoA), voire l’angle d’arrivée AoA [8], [15]. Diffé- rentes stratégies de fusion et différents types de filtrage sont alors possibles, selon l’architecture de déploiement, l’asyn- chronisme des capteurs et des sous-systèmes constitutifs, ou bien encore, selon le type de prétraitement envisagé sur les données brutes, en amont de la fusion. L’apport de l’inertiel est d’ores et déjà avéré expérimentalement, a fortiori pour les cas pathologiques donnant lieu à une mauvaise dilution géométrique de la précision (GDOP)33 et/ou en situation de non-visibilité radio généralisée (vis-à-vis de toutes les balises fixes simultanément). Cette dernière remarque ouvre d’ail- leurs des perspectives intéressantes en faveur d’une gestion adaptative et contextuelle de la fusion, permettant de mini- miser la consommation et la complexité embarquée. Enfin, la question du choix entre systèmes uniquement dédiés à la localisation ou systèmes hybrides (alliant com- munication et localisation) demeure ouverte et se trouve très largement tributaire de l’application finale envisagée, notam- ment en termes de portée. Dans tous les cas, il est bien en- tendu qu’un quota minimum de données est nécessaire, en lien avec la signalisation et/ou la réalisation des mesures de radiolocalisation elles-mêmes (valeurs des horloges locales échangées pour l’estimation du temps de vol aller-retour, fac- teur de mérite reflétant la qualité de la mesure…). De plus, à très longue portée, on augmentera la longueur des en-têtes de synchronisation, sur lesquelles s’appuie l’estimation du temps d’arrivée, réduisant d’autant le débit utile sur ce seul lien IR-UWB. Conception radio Sur le plan de la conception, les diverses limitations qui per- durent dans les bandes historiques (régulation des masques d’émission et des taux d’activité entre 3 et 5 GHz) incitent aujourd’hui à faire migrer les systèmes IR-UWB vers la bande haute autour de 7,25-8,5 GHz, disponible dans toutes les ré- gions du monde. Dans ces gammes de fréquences, le choix d’architecture d’émetteur et de récepteur est surtout contraint par les performances des technologies CMOS actuelles. Le compromis entre coût, consommation, surface et performance est tel que les technologies envisagées aujourd’hui vont de 65 nm à 130 nm. Si les récepteurs cohérents à base de conver- sion IQ (avec un mélangeur en quadrature) et les synthétiseurs de fréquences associées semblent offrir des performances compétitives, d’importants challenges demeurent concernant la minimisation du bruit de phase d’une part et l’optimisa- tion du facteur de bruit du récepteur d’autre part [16], tout en conservant une consommation correcte (c’est-à-dire limitée à quelques dizaines de mA). Par ailleurs, afin d’améliorer encore plus avant l’efficacité énergétique, il est nécessaire de contrôler dynamiquement la consommation des blocs, y compris la syn- thèse de fréquence, en exploitant un duty cycling en phase avec la sporadicité du signal traité [17]. La perspective d’une consom- mation de quelques mA seulement en réception semble donc 33 Geometric Dilution of precision. 74 REE N°5/2013 L’ULTRA LARGE BANDE IMPULSIONNELLE atteignable à terme. Les récepteurs non-cohérents à détection présentent, quant à eux, un intérêt certain en termes de sur- face et de tolérance au bruit de phase, ainsi que de consom- mation, puisque ne nécessitant pas de synthèse de fréquence RF précise. Les principaux challenges résident dès lors dans la performance globale en sensibilité et dans la résistance aux interférences. Cependant, les enjeux essentiels en matière de conception radio IR-UWB semblent aujourd’hui principalement du côté de l’émetteur. En effet, compte tenu du très net poten- tiel compétitif de tels émetteurs en termes de consommation (quelques mA), les impulsions émises doivent pouvoir être plus efficacement et plus largement contrôlées, afin de respecter dans tous les cas les contraintes de gabarit spectral imposées. Bien que ces contraintes soient relâchées en bande haute, leur respect n’en reste pas moins délicat dès lors que l’on cherche à optimiser le rendement de l’émetteur. Par ailleurs, l’émetteur doit pouvoir émettre des impulsions d’amplitude suffisante, de l’ordre de grandeur de la tension d’alimentation du cir- cuit, ce qui implique des défis techniques d’une part sur l’ali- mentation et d’autre part sur les connexions RF avec l’antenne [18]. Enfin, le traitement numérique en bande de base devra, autant que faire se peut, être reconfigurable afin d’optimiser la consommation et la dynamique en fonction du débit (de 100 kbits/s à 26 Mbits/s en IEEE 802.15.4a). Il devra égale- ment piloter agilement la partie analogique, afin de réaliser le duty cycling optimal souhaité. Moyennant la résolution des challenges évoqués ci-dessus, la consommation moyenne d’un émetteur-récepteur IR-UWB performant en sensibilité pourrait donc, à terme, se situer autour de quelques mA seulement. Dans cette perspective, la technologie deviendrait compatible avec des systèmes à récupération d’énergie et serait largement compétitive par rapport à des solutions plus classiques à 2,4 GHz (par exemple ZigBee), tout en offrant des services supplé- mentaires (débits variables et localisation précise). Tous ces éléments nous font dire que l’IR-UWB est parve- nue à un moment charnière de son histoire, en forme d’« âge de raison ». Reste à savoir si ce dernier saura se transformer en « âge d’or » dans les prochaines années. Remerciements Les auteurs tiennent à remercier tous les membres de l’équipe UWB du CEA-Leti, et plus particulièrement M. Pezzin, B. Piaget, F. Hameau, G. Masson, B. Gomez, D. Morche, Références [1] ECC/DEC/(06)04 ECC Decision, “The Harmonised Con- ditions for Devices using UWB Technology in Bands Below 10.6 GHz”, Approuvé mars 2006 - Amendé dec. 2011. [2] S. Paquelet, L.-M. Aubert, “Method for Detecting UWB Pulse Sequence without Local Pulse Generation”, US Patent n° 7, 551, 891 B2, juin 2009. [3] G. Masson & al., “A 1nJ/b 3.2-to-4.7GHz UWB 50Mpulses/s Double Quadrature Receiver for Communication and Localization”, Proc. ESSCIRC’10, pp. 502-505, Séville, sept. 2010. [4] D. Lachartre & al., “A 1.1nJ/bit 802.15.4a-Compliant Fully Integrated UWB Transceiver in 0.13µm CMOS”, Proc. IEEE ISSCC’09, pp. 312-313a, San Francisco, fév. 2009. [5] B. Miscopein, J. Schwoerer, “Low Complexity Synchro- nization Algorithm for Non-Coherent UWB-IR Receivers”, Proc. IEEE VTC’07-Spring, pp. 2344-2348, Dublin, avril 2007. [6] M. Pelissier & al., “A 112 Mb/s Full Duplex Remotely- Powered Impulse-UWB RFID Transceiver for Wireless NV- Memory Applications”, IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 46, no .4, pp. 916-927, avril 2011. [7] Z. Sahinoglu, S. Gezici, I. Guvenc, “Ultra-Wideband Posi- tioning Systems: Theoretical Limits, Ranging Algorithms and Protocols”, Cambridge University Press, 2008. [8] J. Youssef, “Contributions to Indoor Navigation Solutions Based on Ultra Wideband Radios, Inertial Measurement Units, and the Fusion of Both Modalities”, Thèse de Doctorat, Univ. Joseph Fourier, Grenoble, déc. 2010 [9] F. Bautista & al., “UWB Beamforming Architecture for RTLS Applications using Digital Phase-shifters”, Proc. IEEE ISCAS’11, pp. 1540-1543, Rio de Janeiro, mai 2011. [10] R. D’Errico & al., “An UWB-UHF Semi-Passive RFID System for Localization and Tracking Applications”, Proc. IEEE RFID-TA, pp. 18-23, Nice, nov. 2012. [11] J. Seitz & al., ”UWB Feature Localization for Imaging”, Proc. IEEE ICUWB’08, vol.2, pp. 199-202, Hanovre, sept. 2008. [12] P. Meissner, K. Witrisal, “Multipath-Assisted Single-Anchor Indoor Localization in an Office Environment”, Proc. IWSSIP 2012, Vienna, avril 2012. [13] D. Dardari & al., “Enhanced Localization Coverage with Non- Regenerative UWB Relays”, Proc. EUSIPCO’12, pp. 534-538, Bucarest, août 2012. [14] M. Laaraeidh, “Contributions on Hybrid Localization Techniques for Heterogeneous Wireless Networks”, Thèse de Doctorat, Univ. Rennes 1, Rennes, déc. 2010. [15] S. Pittet & al., “UWB and MEMS based indoor navigation”, Journal of Navigation, vol. 61, no .3, pp. 369-384, 2008. [16] M. Battista & al., “High-Voltage-Gain CMOS LNA For 6–8.5-GHz UWB Receivers”, IEEE Trans. on Circuits and Systems II: Express Briefs, vol. 55, is.8, pp. 713-717, août 2008. [17] X. Wang & al., “A High-Band IR-UWB Chipset for Real-Time REE N°5/2013 75 La technologie UWB radio impulsionnelle : un état des lieux des solutions en matière de localisation haute précision et de transfert de données à courte portée Duty-Cycled Communication and Localization Systems”, Proc. IEEE A-SSCC’11, pp. 381-384, Jeju, nov. 2011. [18] O. Fourquin & al., “Chip On Board 3-10-GHz Impulse Radio Ultra Wideband Transmitter With Optimized Die to AntennaWireBondTransition”,IEEETrans.onComponents, Packaging and Manufacturing Technology, vol. 3, no . 5, pp. 749-758, mai 2013. Benoît Denis a reçu les diplômes d’ingénieur, de DEA et de doctorat de l’INSA de Rennes, en 2002 (x2) et 2005 respec- tivement. Il a réalisé sa thèse au CEA-Leti (Grenoble) sur la radiolocalisation Ultra Large Bande. Depuis fin 2005, il travaille en tant qu’ingénieur de recherche à Minatec (Grenoble), pre- nant part à divers projets européens ICT FP6/FP7 (PULSERS 1 & 2, eSENSE, SENSEI, eUWB, SELECT, WHERE 1 & 2). Il coor- donne actuellement le projet ANR CORMORAN, portant sur la coopération dans les réseaux corporels sans fil. Ses recherches concernent les technologies radio bas débit, les fonctions conjointes de communication et de radiolocalisation dans les réseaux de capteurs et les réseaux hétérogènes, les algo- rithmes de positionnement et de poursuite, la fusion de don- nées, la modélisation du canal de propagation et la conception de protocole inter-couches. François Dehmas a reçu le diplôme d’ingénieur de Supé- lec en 2000. Il a ensuite intégré le CEA-Leti (Grenoble) pour travailler sur l’augmentation des débits des systèmes RFID à 13,56 MHz. Par la suite, ses travaux ont aussi porté sur la couche physique (IEEE 802.15.4, Bluetooth-LE) des réseaux de capteurs sans fils (modélisation de liens, développement de la partie bande de base numérique du récepteur). Toujours sur la partie bande de base numérique, depuis 2009, il travaille sur les systèmes IR-UWB. Michael Pelissier a reçu son diplôme d’Ingénieur ENSERG de l’Institut national Polytechnique de Grenoble (INPG) ainsi que son DEA en parallèle en 2003. Après une expérience à Philips semi-conductor aux Pays-Bas, il rejoint le CEA-LETI Minatec où il effectue son doctorat en optique et radiofré- quence. Il reçoit son diplôme de docteur en 2006 de l’INPG. Il intègre par la suite les équipes permanentes du CEA-LETI pour travailler dans le domaine de conception d’architectures et de circuits radiofréquences. Il travaille sur les technologies Ultra Large Bande (ULB) et les solutions mixtes ULB-RFID. Plus généralement, ses domaines de compétence concernent la spécification et la conception d’architectures de réception radiofréquence. Les sujets de recherche menés abordent les solutions de radio échantillonnées pour des systèmes com- municants basse consommation. Les applications envisagées couvrent les réseaux locaux ou systèmes de radio privée. Il est auteur d’une vingtaine de publications internationales, quatre brevets et deux chapitres dans des ouvrages de la collection SEE et a reçu le grand prix général Ferrié 2011. Laurent Ouvry a reçu les diplômes d’ingénieur de Supélec et de DEA de l’Université de Rennes, respectivement en 1994 et 1995. Il a intégré le CEA-Leti (Grenoble) en 1998 pour mener des travaux de recherche sur l’étalement de spectre par séquence directe et CDMA. Responsable du laboratoire de communications numérique de 2001 à 2009, il a contribué à plusieurs projets nationaux et européens dans le domaine des réseaux de capteurs sans fils (ICT eSENSE, SENSEI), de l’UWB impulsionnel (ICT UCAN, PULSERS, EUWB, SELECT) et des réseaux BAN (ANR BANET, RUBY). Membre du groupe de standardisation IEEE 802.15, il a participé à l’élaboration des standards IEEE 802.15.4a et 802.15.6. Depuis 2010, ses travaux portent sur le développement de circuits intégrés IR- UWB pour la localisation. LES AUTEURS 76 REE N°5/2013 L’ULTRA LARGE BANDE IMPULSIONNELLE Jean Schwoerer1 , Ali Alex Chami2 , Serge Bories3 , Raffaele D’Errico3 Orange1 , CNRS LEAT2 , CEA LETI3 Introduction aux réseaux BAN Principes et usage L’ambition première d’un réseau corporel ou Wireless Body Area Network (W-BAN) est de proposer une solution de connectivité radio à courte portée permettant de connecter l’ensemble des objets électroniques portés sur le corps d’une même personne ou placés à sa proximité immé- diate. C’est à l’origine pour des utilisations médicales que le concept de communication à l’échelle du corps est apparu, telles que l’établissement d’une communi- cation entre un équipement implanté dans le corps avec un équipement extérieur, pour en permettre le contrôle et la configuration. A partir de cet usage très spécifique, le concept a progressivement évolué vers une utilisation plus générale pour couvrir l’ensemble des besoins de communication à l’échelle du corps. En effet, au-delà des smartphones, du lecteur multi- média et de l’oreillette sans fil, « l’intelligence des ob- jets » apparaît progressivement dans nombre d’objets portés sur le corps : une montre, des lunettes vidéo... Elle sera demain dans des vêtements, ou d’autres accessoires du quotidien. C’est la mise en commun des capacités de l’en- semble des éléments connectés au BAN qui en fait la richesse et rend possibles de multiples applications et usages : capacité à capter l’environnement, à trai- ter l’information et à interagir avec l’utilisateur de ma- nière fluide et non invasive. Cette mise en commun requiert une capacité de communication commune à tous ces objets. Caractéristiques et contraintes du contexte BAN Intrinsèquement, le concept de BAN doit surmon- ter un certain nombre de contraintes propres. Les contraintes de taille et d’énergie sont les plus sévères puisqu’un module BAN doit pouvoir s’insé- rer dans des objets électroniques nomades déjà très contraints en taille et disposant de très peu d’énergie. À terme un équipement BAN est suppo- sé pouvoir être enfoui dans des objets anodins, ce qui renforce les contraintes de place, mais surtout d’énergie, car ces objets doivent rester autonomes leur vie durant. En plus des impératifs de miniaturisation, le système d’antennes doit prendre en compte les contraintes liées à sa proximité immédiate avec le corps. Cela se traduit par la nécessité de minimiser d’une part l’influence du corps sur le comportement de l’antenne et d’autre part le rayonnement électro- magnétique en direction du corps du porteur. Sur le plan de la réglementation radio, la situation des BAN est dépendante de leur application princi- pale puisque le régulateur a ouvert des affectations de bandes spécifiques aux équipements médicaux L’Ultra Wide Band et les réseaux corporels (BAN) In 2012, the Task Group IEEE 802.15.6 published the first standard ever dedicated to Body Area Network and on-body com- munication. It includes an innovative Ultra Wide Band Impulse Radio (UWB-IR) physical layer that is best suited to cover mass market and multimedia BAN applications. After explaining why UWB is a good candidate for on-body communication, this paper gives a high level overview of this UWB physical layer specification and addresses some specific issues related to UWB operation in the BAN context. This lead to a short study of UWB antenna design and integration for BAN devices as well as a presentation of the UWB BAN channel specificities. ABSTRACT REE N°5/2013 77 L’Ultra Wide Band et les réseaux corporels (BAN) telles que la bande MICS1 (402-405 MHz) ou WMTS2 (2,36- 2,4 GHz). Les autres équipements BAN – non médicaux – sont considérés comme des équipements SRD3 (dispositifs radio à courte portée) génériques pouvant opérer sur les bandes qui leur sont allouées : 433 MHz, 868 MHz et 2,4 GHz. L’uti- lisation de signaux UWB fournit une alternative séduisante à ces bandes SRD via la bande UWB dite « basse » (3,1 – 4,8 GHz) et surtout, du fait de l’absence de contrainte de taux d’activité, la bande dite « haute » (6,0 – 8,5 GHz). Par ailleurs, afin de protéger le public contre les effets connus des champs électromagnétiques sur la santé, des limites d’exposition ont été établies par l’OMS4 et l’ICNIRP5 qui ont recommandé des limites d’exposition humaine [1]. Ces limites ont été reprises par la Commission européenne dans la directive R&TTE 1999/5/CE. Elles définissent des restrictions élémentaires qui limitent le débit d’absorption spécifique (DAS) [2]. Dans le cas particulier de la radio UWB impulsionnelle, on peut souligner les très faibles densités spectrales de puissance moyenne et maximale émises. Par ailleurs, la notion d’impulsion transitoire ultracourte n’est pas clairement définie dans les directives de l’ICNIRP : la restric- tion est fondée sur la limitation du DAS crête jusqu’à 1 000 fois supérieur à la limite moyennée dans le temps du DAS applicable pour une exposition aux ondes continues (note 5 du tableau 7 en [1]). La nature du canal de propagation radioélectrique est également une contrainte forte des communications BAN. Il se distingue des autres canaux pour plusieurs raisons. Tout d’abord, la présence du corps humain engendre des phénomènes de propagation complexes du fait qu’il repré- sente un milieu conducteur hétérogène et irrégulier. Ainsi, le corps humain interagit différemment avec les ondes radio suivant la fréquence, la distance au corps et la polarisation du champ EM par rapport à la surface du corps. De plus l’environnement de l’utilisateur, son activité et la position des capteurs sans fil contribuent également à la grande variabi- lité du canal BAN. 1 Medical Implants Communication System : une bande ouverte, en Europe et en Amérique du Nord, spécifiquement pour application de communication d’un implant médical avec un périphérique externe, typiquement pour la configuration ou le contrôle de l’implant. 2 Wireless Medical Telemetry Service (Service de télémétrie médicale par radio) : bande de fréquences allouée par la FCC en 2000 pour la commande et la supervision d’appareils médicaux. Cette bande est spécifique aux USA. 3 Short Range Devices (dispositifs radio à courte portée). 4 Organisation Mondiale de la Santé. 5 Commission internationale de protection contre les rayonnements non ionisants. Utilisation de l’UWB impulsionnel pour les BAN Dans la suite de cet article, on considèrera que les BAN « médicaux » sont des cas d’usage très spécifiques. On ne s’intéressera donc qu’aux réseaux BAN « génériques ». Ceci étant posé, il apparaît que l’on peut synthétiser comme suit les exigences d’une couche physique adaptée aux BAN : - rents compromis entre complexité et performance, tout en préservant l’interopérabilité ; et électronique) ; - lement, sans licence ; multiples, très variable dans le temps, à courte portée, avec une forte densité d’utilisateurs ; - mée (autonomie) et l’énergie rayonnée. Dès lors c’est assez naturellement qu’une approche fondée sur une couche physique UWB a été considérée comme sus- ceptible d’apporter une très bonne réponse à cette probléma- tique. Diverses actions de recherche, notamment en France le projet ANR BANET [2], ont permis d’explorer cette voie. Antennes UWB pour les BAN Dans le domaine des applications BAN, les antennes sont à proximité ou en contact direct avec le corps humain et doivent présenter un encombrement raisonnable, ce qui nécessite des travaux de miniaturisation. D’autre part, les tis- sus constituant le corps humain présentent des permittivités élevées, spécialement les premières couches : peau, graisse et muscle [3] qui sont en contact avec l’antenne. Cette constante diélectrique élevée permet de réduire la taille de l’antenne, mais elle entraîne aussi de fortes pertes due à la dissipation de la puissance dans les tissus du corps humain. Ces phénomènes doivent, donc, être pris en compte dans la conception des antennes UWB pour les BAN. Les antennes décrites ci-après mettent en œuvre diffé- rentes techniques utilisables dans la conception et l’intégra- tion d’antenne UWB dans des applications BAN. Premièrement, l’exemple de l’antenne détaillée dans [4], un monopôle planaire et imprimé alimenté par une ligne co- planaire avec plan de masse, montre la nécessité du plan de masse pour le bon fonctionnement de l’antenne. Son optimi- sation, via différentes techniques, permet généralement d’en réduire l’encombrement. Parmi elles, l’optimisation du trajet des courants. Elle consiste à rallonger le trajet des courants correspondant aux fréquences basses. Plus le trajet du cou- 78 REE N°5/2013 L’ULTRA LARGE BANDE IMPULSIONNELLE rant qui parcourt l’antenne est long, plus la fréquence basse de coupure est petite [5]. Une autre technique consiste à optimiser la transition ligne/antenne pour réduire l’encombrement suivant une des dimensions, généralement dans celle de la propagation de l’onde [6]. Pour ce faire, on découpe des entailles dans le ou les différents plans de masse à l’extrémité de la ligne d’alimentation. Cette technique permet souvent d’obtenir un monopôle partiellement noyé dans le ou les plans de masse. Dans un autre registre, les techniques de maîtrise du diagramme de rayonnement sont multiples et leur mise en œuvre dépend généralement de l’application visée. L’orien- tation du diagramme peut être contrôlée par un repliement de l’antenne qui passe d’une géométrie 2D planaire à une géométrie 3D volumique [7]. Dans ce cas, l’antenne est iso- lée du corps humain grâce au plan de masse. Ceci permet d’éviter le rayonnement vers le corps. Le principal inconvé- nient est l’apparition d’effet capacitif due aux portions de métallisation qui se retrouvent dans des plans parallèles. Il est également possible de modifier le diagramme en conservant la géométrie de l’antenne mais en repliant les plans de masse de façon à orienter le diagramme dans un sens ou dans un autre [8]. L’intégration de l’antenne dans le système BAN passe souvent par un co-design antenne/ puce, ce qui demande un travail particulier d’optimisation de l’interface entre l’antenne et la puce [9]. Finalement, la conception d’antennes UWB pour des applications BAN doit prendre en compte tous les paramètres détaillés précédem- ment, afin de satisfaire le cahier des charges défini par et propre à chacune des applications. Le canal BAN UWB Modèles de canal on-body et leurs limites Dans le cadre de la standardisation par le groupe IEEE 802.15.6, un modèle de canal BAN a été proposé [10]. L’un des principaux paramètres de modélisation de canal est la perte associée à la propagation (PL : Path Loss). Le modèle IEEE 802.15.6 propose un modèle de perte en fonction de la distance d entre émetteur et récepteur : où a et b sont des paramètres du modèle et N est une va- riable de distribution normale. Ce modèle dit CM3A est uti- lisé pour les deux canaux à bande étroite et UWB. Un deuxième type de modèle, dit CM3B, a été également proposé. Ce type de modèle est « hybride » dans le sens où il fusionne un modèle de propagation locale (sur le corps) avec un modèle plus classique décrivant l’influence des tra- jets multiples issus de l’environnement (hors corps). Cela se traduit par un modèle de saturation des pertes. Les pertes décroissent d’abord exponentiellement à courte distance puis atteignent un plateau à plus grande distance. Cependant le choix d’une modélisation en fonction de la dis- tance est fortement discutable dans le contexte «on-body». Les différents modes de propagation et l’hétérogénéité du corps humain ne permettent pas une description en fonction de la distance pour tous les liens, notamment ceux où un nœud est sur un membre. Il est donc plus judicieux de procéder à une approche « par scénario » défini par les positions des antennes émettrice et réceptrice, le mouvement et enfin l’environne- ment. Cette approche a été utilisée par le CEA-LETI, afin de caractériser puis modéliser le canal radio on-body dynamique. Figure 1 : Technique de miniaturisation par modification du trajet des courants. Figure 2 : Technique de miniaturisation par modification de la transition ligne/antenne. REE N°5/2013 79 L’Ultra Wide Band et les réseaux corporels (BAN) Canal dynamique : approche par scenario L’utilisateur d’un système BAN ne restant pas forcément immobile, plusieurs scénarios de mobilité doivent être consi- dérés. Le CEA-LETI a modélisé le canal «on-body» pour diffé- rentes applications [14]. La première campagne de mesure a permis d’obtenir un ensemble de plus de 230 000 réponses du canal “on-body”, pour différents scénarios et sujets. A par- tir de données acquises, le canal de transmission a été carac- térisé et modélisé statistiquement par scénario. Pour modéliser le canal de propagation UWB, le filtre linéaire variant dans le temps demeure la représentation ma- thématique la plus utilisée et est caractérisé par sa réponse impulsionnelle dans le domaine des retards prise à un instant donné. La fonction de transfert de puissance (P) en fonction du temps (tn ) a été décomposée en trois composantes selon l’équation : Dans le modèle proposé G0 représente le gain moyen du canal. Il est décrit par sa valeur moyenne et sa dévia- tion standard, calculées afin que l’écart type représente la variabilité apportée par l’hétérogénéité des corps humains. L’effet de masquage que le corps exerce pendant le mou- vement du sujet est représenté par la composante de “sha- dowing” S(tn ). S(tn ) a été décrit statistiquement par une distribution gaussienne à moyenne nulle et une déviation standard qui représente les variations dues au mouvement du corps. L’effet de ce dernier dépend de la position des an- tennes sur le corps. Lorsque l’utilisateur marche, on observe l’alternance entre un état de visibilité directe et un état de shadowing. L’environnement a aussi des conséquences sur le canal de propagation et donc sur la puissance du signal reçu. Si les composantes multi-trajets apportent d’un côté une contribu- tion énergétique qui peut faire diminuer les pertes jusqu’à 15 dB par rapport au cas de l’espace libre, de l’autre elles peuvent, suivant les recombinaisons de trajets, engendrer des évanouissements dans un contexte dynamique (lorsque le porteur est en mouvement). Dans des conditions de mobi- lité, ceci se traduit par le phénomène “fast fading”, F(tn ) cor- respondant à des évanouissements rapides. Le “fast fading” a été décrit par une distribution de Rice qui est caractérisée par son facteur K (rapport entre la contribution d’énergie du chemin de communication direct et de celle des chemins secondaires). Sur la figure 3, nous montrons le lien entre la hanche et le poignet dans un cycle de marche. En condition de vue directe, Line of Sight (LOS), et en vue obstruée, Non Line of Sight (NLOS), la dispersion de la réponse du canal peut varier de façon importante : typiquement de quelques nano- secondes à quelques dizaines de nanosecondes. Ce dernier aspect est critique pour les communications UWB en mode pulsé où la distorsion de la réponse impulsionnelle du canal a un effet important sur les performances du système. La bonne compréhension du canal de propagation BAN permet de mieux concevoir les systèmes de communication. Dans le cas où le sujet humain marche par exemple, le lien radio subit un puissant shadowing de manière répétitive. Ceci se traduit par des évanouissements lents et profonds Figure 3 : Variations (dB) de l’atténuation du canal dans un scénario de marche (haut), extractions de la réponse en puissance normalisée en fonction du retard pour une configuration LOS (bas à gauche) et NLOS (bas à droite). 80 REE N°5/2013 L’ULTRA LARGE BANDE IMPULSIONNELLE du signal reçu dégradant ainsi fortement la qualité de com- munication. IEEE 802.15.6 : un standard UWB pour les BAN ? Dès lors que le concept de BAN est envisagé à une échelle large, une étape de normalisation est nécessaire pour faire apparaître un standard de référence, susceptible d’apporter l’interopérabilité et une diversité d’offres et d’implémenta- tions. C’est donc en 2007, au sein du groupe de standardi- sation IEEE 802.15, que le projet de définir un standard de couche physique et de couche MAC6 ,conçu pour et dédié aux réseaux BAN, a vu le jour avec la création du groupe de travail IEEE 802.15.6. A l’issue d’une importante collecte de cas d’usage [11], prenant en compte l’ensemble des applications recensées du BAN, il a été possible de constituer un premier ensemble de critères techniques [11] présentés dans le tableau 1 et servant de base au travail de standardisation. A l’issue d’un processus de standardisation qui a duré cinq années, le standard 802.15.6 a été publié en 2012 : il propose trois couches physiques distinctes parmi lesquelles une couche physique UWB, exploitant les bandes UWB (3,1 – 4,8 GHz et 6 – 10,6 GHz), très souple en débit (de 487 kbit/s à 15,6 Mbit/s) et destinée à couvrir les applica- tions grand public. Dans la suite de cet article c’est cette der- nière couche physique que nous décrirons. Forme d’onde Afin de répondre aux impératifs de souplesse et de faible complexité, c’est une approche radio impulsionnelle qui est 6 Media Access Control : sous couche de contrôle d’accès au support. retenue. Cependant il n’est pas défini une forme d’onde de référence, mais trois parmi lesquels l’utilisateur du standard est libre de choisir : seule ou en train d’impulsions ; - naison linéaire de signaux. S’il est possible d’utiliser indépendamment l’une ou l’autre ces formes d’onde, c’est d’une part parce qu’elles ont en commun un gabarit spectral et une durée identique et d’autre part parce que ces impulsions seront modulées en tout-ou-rien (OOK7 ). Ainsi, quelle que soit la forme d’onde utilisée, un récepteur à détection d’énergie sera indifférem- ment capable de traiter chacune d’elles. Structure du symbole La structure du symbole UWB est illustrée par la figure 4. Chaque temps symbole Tsym est constitué d’un nombre entier Nw de positions potentielles pour une impulsion, de durée Tw . La durée du symbole est divisée en deux intervalles de temps de durée Tsym /2. Ainsi le rapport cyclique durant la transmission d’un temps symbole est donnée par le ratio entre la durée de l’impulsion, ou du train d’impulsions par le temps symbole, soit Tw /Tsym . Quels que soient le débit et la modulation utilisés, ce rapport cyclique doit rester de 3,125 %. Les posi- tions d’impulsions restantes sont utilisées par un algorithme de saut temporel afin de permettre une meilleure coexis- tence inter-BAN. Une forme d’onde w(t) de durée Tw peut donc être : 7 OOK : On – Off – Keying, ou modulation tout-ou-rien. Topologie Etoile, étoile avec relais – lien bidirectionnel Temps de connexion au réseau Insertion et désinsertion < 3s Nombre d’équipements Typiquement 6, jusqu’à 256 Débits bruts 10 Kbit/s – 10 Mbit/s Portée + de 3m à bas débit sur les modèles de canaux IEEE Taux d’erreur paquets Inférieur à 10 % sur 95 % des canaux (toutes conditions) Latence < 125 ms pour les applications médicales < 250 ms pour les applications non médicales Gigue < 50 ms Durée de vie sur batterie > 1 an (avec 1 % d’activité et une batterie 500 mAh) > 9 heures (100 % d’activité et une batterie de 50 mAh Coexistence Intra-Système 10 BANs dans un volume de 6 x 6 x 6 mètres Coexistence Inter-Système Conforme aux règles de coexistence IEEE 802 Tableau 1 : Caractéristiques minimales à remplir pour satisfaire l’ensemble des applications BAN. REE N°5/2013 81 L’Ultra Wide Band et les réseaux corporels (BAN) p(t) de durée Tw ; cpb impulsions p(t) de durée unitaire Tp avec Tw = Ncpb *Tp . Modulation Le standard prévoit que la forme d’onde ainsi décrite puisse être modulée en tout-ou-rien (OOK), ou, optionnelle- ment par une modulation différentielle de phase à deux ou quatre états (DBPSK8 ou DQPSK). Une première étape de “mapping” permet de faire cor- respondre à un (K = 1) élément binaire d’information bi une séquence parmi deux de deux éléments de code noté di et di+1 (cf. tableau 2). Optionnellement, cette association peut aussi être faite entre un mot de quatre éléments binaires (K = 4) d’information et des séquences de huit mots de code aboutissant ainsi à une modulation à 16 états. Cette séquence est ensuite modulée en OOK sur chaque moitié du symbole, aboutissant ainsi à : 9 lorsque K = 1 ; dans le même symbole lorsque K = 4. 8 Differential Binary / Quaternary Phase Modulation : Modulation de phase différentielle à deux ou quatre états. 9 Pulse Position Modulation : Modulation en position d’impulsions. La variabilité en débit est obtenue par la modification du seul paramètre du nombre d’impulsions par symbole. Le ta- bleau 3 reprend l’ensemble des valeurs possibles et les débits qui en résultent. Les notations utilisées sont les suivantes : PRF (Pulse Repetition Frequency) représente la fréquence de répétition des impulsions ; Nw correspond aux nombres de positions susceptibles de recevoir une impulsion dans un temps symbole ; Tw est la durée de la forme d’onde ou du train d’impulsions ; Tsym est la durée du temps symbole ; Ncpb correspond au nombre d’impulsions qui constituent le train d’impulsions. La protection contre les erreurs est assurée dans le cas général par un code BCH (63,51) présentant un rendement de 0,81 ainsi qu’un entrelaceur polynomial. Il apparaît que cette couche physique UWB amène une très grande flexibi- lité en débit, permettant à une seule solution technologique de répondre à l’ensemble des besoins « grand public » du BAN, des capteurs enfouis jusqu’à l’usage multimédia. Mode « high QOS » En plus du cas générique, le standard IEEE 802.15.6 a aussi défini un mode appelé “High QoS mode” qui vise à fournir un service de communication plus fiable, au prix d’un débit réduit et d’une complexité accrue. Ce mode “High QoS” reprend l’ensemble du mode standard en y introduisant tou- tefois les différences suivantes : réduisant donc les débits d’autant ; modulations de phase (DPBSK/DQPSK). Conclusion Le standard 802.15.6 a permis de mettre un peu plus en lumière la problématique très particulière, mais d’importance croissante du BAN, mais aussi la capacité de la radio UWB-IR à y répondre de manière très pertinente. 802.15.6 reste au- jourd’hui un standard à la fois jeune et pionnier. Il doit encore Figure 4 : Structure du symbole IR-UWB. Symbole d’information bi Sequence (di di+1 ) 0 1 0 1 0 1 Tableau 2 : Correspondance entre symbole binaire et séquence de modulation. PRF (MHz) Nw Tw (ns) Tsym (ns) Sym. rate (Msps) FEC rate Bit rate (Mbit/s) Ncpb Peak PRF (MHz) 0.4875 32 64.103 2051.3 0.4875 0.81 0.39487 32 499.2 0.975 32 32.051 1025.6 0.975 0.81 0.78975 16 499.2 1.95 32 16.026 512.82 1.95 0.81 1.5795 8 499.2 3.9 32 8.0128 256.41 3.9 0.81 3.159 4 499.2 7.8 32 4.0064 128.21 7.8 0.81 6.318 2 499.2 15.6 32 2.0032 64.103 15.6 0.81 12.636 1 499.2 Tableau 3 : Paramètres PHY correspondant aux différents débits OOK. 82 REE N°5/2013 L’ULTRA LARGE BANDE IMPULSIONNELLE passer l’étape des premières implémentations, puis de leur maturation pour une adaptation optimale au contexte BAN. Concernant les premières implémentations, il ne fait pas de doute que le 802.15.6 va bénéficier de l’ensemble des tra- vaux faits dans le domaine de la radio impulsionnelle et no- tamment du 802.15.4a, ce qui permet d’espérer de premières implémentations à relativement court terme. La question de leur arrivée à maturité est plus incertaine tant le contexte BAN est spécifique (canal, antenne, contraintes applicatives), au point de pouvoir nécessiter, pour un résultat optimal, des approches spécifiques et peut-être assez éloignées de celles suivies dans les réseaux PAN. En conséquence, il reste donc un vrai travail de recherche à conduire sur l’implémentation des systèmes radio UWB 802.15.6 conçus et optimisés dans leur intégralité pour le contexte du BAN. C’est cet objectif que poursuit le projet ANR RUBY [15] qui a partiellement financé les travaux évoqués dans cet article. Références [1] “Guidelines for Limiting Exposure to Time-Varying Electric, Magnetic, and Electromagnetic Fields (up to 300 GHz)”, Health Physics 74 (4): 494-522; 1998. [2] J. Wiart et A. Perrin, « Communications sans fil, téléphones portables et antennes relais », REE 2012 n° 5 . [3] Projet ANR BANET – Appel INFRA2007 : http://www.agence-nationale-recherche.fr/projet-anr/?tx_ lwmsuivibilan_pi2[CODE]=ANR-07-TCOM-0003 [4] Website: http://niremf.ifac.cnr.it/tissprop/htmlclie/htmlclie. htm. [5] M. Ojaroudi & al., “Small Square Monopole Antenna for UWB Applications with Variable Frequency Band-Notch Function”, IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters, Vol. 8, 2009, pp. 1061-1064. [6] Zhi Ning Chen & al., “Small Printed Ultrawideband Antenna with Reduced Ground Plane effect”, IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol. 55, N° 2, february 2007. [7] M. Mohammadirad & al., “Design and Implementation of a New UWB Microstrip Antenna”, 14th International Symposium on Antenna and Applied Electromagnetics [ANTEM] 2010. [8] Cheng-Hung Kang & al., “A Novel Folded UWB Antenna for Wireless Body Area Network”, IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol. 60, n° 2, February 2012, pp. 1139-1142. [9] N. Fortino & al., “Design Optimization of ULB Printed Antenna for Omnidirection al Pulse Radiation”, IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol. 56, N° 7, July 2008, p. 1875-1881. [10] Website: http://tel.archives-ouvertes.fr/tel-00668605 [11] “TG6 Channel Model for Body Area Network (BAN)”, IEEE P 802.15-08-0780-11-0006, September, 2010. [12] D. Lewis, IEEE TG for WPAN, “802.15.6 Call for applications - Response Summary”, IEEE P802.15 Working Group for WPANs, July, 2008 document 15-08-0407-00-0006-tg6- applications-summary. [13] TG6 Technical Requirements Document (TRD) document IEEE P802. 15-08-0644-04-0006, 10 September, 2008. [14] IEEE Standard for Local and metropolitan area networks - Part 15.6: Wireless Body Area Networks - IEEE Computer Society LAN/MAN Standard Committee, 29 February 2012. [15] R. Rosini, R. D’Errico, “Comparing On-Body Dynamic Chan- nels for Two Antenna Designs”, LAPC 12 Loughborough UK, November 2012. [16] Projet ANR RUBY – Appel VERSO2011 : https://ruby.rd.francetelecom.com/espace-public Jean Schwoerer est diplômé de l’Institut National des Sciences Appliquées (INSA) de Rennes en 2002. Il a ensuite rejoint France Telecom R&D pour y réaliser sa thèse de doctorat sur la conception et l’expérimentation d’une couche physique UWB à bas débit pour les réseaux de capteurs, qu’il a soutenus en 2006. La poursuite de ses travaux au sein d’Orange Labs Grenoble l’a amené à s’inté- resser entre autres aux systèmes radio Ultra Large Bande pour les réseaux personnels et la localisation ainsi qu’aux interfaces radio à faible puissance pour les réseaux M2M à large échelle et l’Internet des Objets, thèmes sur lesquels il porte de nombreuses contribu- tions en standardisation pour le groupe Orange. Ali Alex Chami, né à Paris en 1984, de nationalité suisse, est diplômé d’un master recherche en télécommunications radio fréquence et microélectronique de l’université de Nice Sophia Antipolis en 2007. Il a également soutenu sa thèse en 2011, au sein du Laboratoire d’électronique antennes et télécommu- nications (LEAT) à Sophia Antipolis sur les méthodes d’inté- gration et de miniaturisation d’antennes pour de nouveaux objets communicants pulsés. Depuis 2011, il est ingénieur de recherche CNRS au sein du LEAT. Ses principaux domaines de recherche sont la conception et la miniaturisation d’antennes, l’étude de leur intégration dans des systèmes complexes, le LES AUTEURS REE N°5/2013 83 L’Ultra Wide Band et les réseaux corporels (BAN) développement des techniques d’isolation entre les antennes et leur caractérisation. Serge Bories est diplômé de l’Ecole nationale de l’aviation civile (ENAC) (Toulouse, France) en 2002. Il a également sou- tenu sa thèse de doctorat en 2006 à l’Ecole nationale supé- rieure de techniques avancées (ENSTA) (Paris, France) sur la conception d’antennes UWB pour les communications mul- timédia. Depuis 2006, il a rejoint le laboratoire d’antenne et propagation du CEA-LETI (Grenoble, France). Ses domaines de recherche sont, entre autres, la conception d’antennes large bande, le développement de méthodes innovantes de caractérisation d’antennes miniatures et la dosimétrie électro- magnétique. Raffaele D’Errico obtient en 2005 son master en génie des télécommunications (summa cum laude) de l’Université de Bologne (Italie), et le titre de docteur en 2008 par l’Uni- versité d’Orsay (Paris XI, France) et l’Université de Bologne. Depuis 2008, il est ingénieur de recherche et chef de projet au CEA-LETI. Il est auteur ou co-auteur de trois Best Paper (IEEE PIMRC 2009, IFIP NTMS 2011, LAPC 2012 Best Student Paper). Il anime le groupe de travail “Body Environments” de l’action COST IC1004. Ses activités de recherche incluent la modélisation de canal pour les réseaux de capteurs sans fil et de réseaux BAN, la conception et caractérisation de petite antenne, RFID UWB et UHF, la localisation UWB, les protocoles de communication pour les BAN et les tests OTA. 84 REE N°5/2013 L’ULTRA LARGE BANDE IMPULSIONNELLE Pascal Pagani, Patrice Pajusco Telecom Bretagne, Lab-STICC UMR CNRS 6285 Introduction La technologie Ultra Large Bande (en anglais Ultra Wide Band, UWB) consiste à émettre des don- nées par voie hertzienne sur une large bande de fréquences, typiquement de l’ordre de 500 MHz à plusieurs GHz [1]. Cette propriété confère à l’UWB plu- sieurs avantages. D’une part, le théorème de la capa- cité de Shannon nous indique que les systèmes à large support spectral sont capables de supporter de plus hauts débits. Ainsi, les systèmes UWB visent des débits de l’ordre de 500 Mbit/s pour les applications à courte portée, en général à l’intérieur des bâtiments. D’autre part, les signaux UWB présentent une grande résolu- tion dans le domaine temporel, ce qui peut être exploi- té pour des applications de localisation et d’imagerie. En 2002, l’organisme de régulation américain, la Federal Communication Commission (FCC), a défini la bande de fréquences de 3,1 GHz à 10,6 GHz pour la transmission de signaux UWB, avec une puissance isotrope rayonnée équivalente limitée à - 41 dBm/ MHz. En Europe, ce niveau de puissance est autorisé dans la bande de 6 GHz à 8,5 GHz. D’autres bandes de fréquences sont tolérées (3,1 GHz - 4,8 GHz et 8,5 GHz – 9 GHz) sous la condition d’implémenter des méthodes spécifiques de mitigation de la puis- sance rayonnée. Notons également que d’autres bandes de fréquences sont parfois dénommées UWB, en raison de la largeur du support spectral. On peut citer la bande des ondes millimétriques autour de 60 GHz utilisée pour les communications à très haut débit et courte portée, et la bande autour de 24 GHz employée pour les radars de véhicules. Toutefois, dans la suite de cet article, nous nous concentrerons sur la bande FCC définie entre 3,1 GHz et 10,6 GHz. Afin de développer des systèmes de communica- tion UWB performants, une connaissance précise des conditions de propagation du signal est primordiale. D’une part, l’évaluation des paramètres large bande comme l’étalement des retards permet de dimension- ner la chaine de traitement de l’information. D’autre part, l’établissement de modèles de canal permet de valider les performances de ces systèmes dans des conditions réalistes et reproductibles. Dans cet article, nous présentons les différents aspects du canal de propagation UWB. Notons que ces aspects physiques sont indépendants de la technique de communica- tion utilisée et restent donc valables pour tout type de modulation UWB (radio impulsionnelle, modulation multi-porteuses, etc.). Les techniques de sondage de canal adaptées à l’UWB seront d’abord présentées, on décrira ensuite les principales caractéristiques du canal de propagation. Les différents modèles qui en sont déduits seront détaillés avant de conclure. Le canal de propagation Ultra Large Bande Sondage, caractérisation et modélisation The Ultra-Wide Band (UWB) technology consists in transmitting radio signals over a wide frequency bandwidth, typically in the order of 500 MHz to several GHz. This specificity can be exploited to develop high data rate, indoor communication systems. For the design and assessment of such systems, an accurate knowledge of the propagation conditions is necessary. This paper presents a number of channel sounding techniques that can be deployed for this purpose. A focus is made on MIMO channel sounding, involving multiple antennas at both the transmitter and receiver. Experimental characterization of the UWB channel reveals a strong influence of both the distance and frequency on propagation losses. The high temporal resolution leads to a channel impulse response presenting a large number of discrete propagation paths, in addition to diffuse scattered signal. The paper details the statistical SISO UWB channel models developed within the IEEE 802.15 standardization group, and discusses the extension of statistical models to MIMO systems. ABSTRACT REE N°5/2013 85 Le canal de propagation Ultra Large Bande. Sondage, caractérisation et modélisation Techniques de sondage de canal Afin de connaître le comportement du canal de propa- gation en contexte UWB, il est nécessaire de réaliser des campagnes de mesures expérimentales dans les différents environnements d’usage envisagés. En raison de la grande largeur de la bande étudiée pour les systèmes UWB, le maté- riel employé doit répondre à des exigences spécifiques. En particulier, les antennes utilisées doivent présenter un dia- gramme aussi stable que possible sur l’ensemble de la bande analysée. Dans la pratique, des antennes UWB biconiques ou monoconiques, volumiques ou éventuellement planaires, sont utilisées. Une étude détaillée de la problématique des antennes UWB est présentée dans l’ouvrage de référence [2]. L’élément clé pour la mesure du canal de propagation UWB est le sondeur, qui doit être capable d’acquérir des signaux de l’ordre du GHz, avec un taux de répétition de la mesure élevé. Nous décrivons brièvement les méthodes principales fréquentielles et temporelles. Plus de détails peuvent être trouvés dans [3] et [4]. Domaine fréquentiel Le but du sondage de canal est d’évaluer la réponse im- pulsionnelle (RI) du canal h( , t) en fonction du retard , et éventuellement son évolution temporelle, ce qui est caracté- risé par la variable t. En raison de sa facilité d’implémentation, la méthode la plus couramment utilisée consiste à mesurer la fonction duale H(f, t), appelée fonction de transfert, dans le domaine fréquentiel à l’aide d’un analyseur de réseau vecto- riel. Cet appareil émet un signal sinusoïdal pour évaluer le para- mètre S21 du canal situé entre l’antenne émettrice et l’antenne réceptrice. Ce signal balaie une plage de fréquences pouvant aller jusqu’à la dizaine de GHz, si bien que le signal réelle- ment transmis est une sinusoïde à fréquence variable ou signal « chirp » (figure 1a). Cette méthode fournit une dynamique de puissance élevée sur de larges bandes de fréquences, c’est pourquoi elle a été mise en œuvre dans un grand nombre de campagnes expérimentales (voir [4] et ses références). Cependant, le temps d’acquisition peut s’avérer trop long pour la mesure de canaux variant dans le temps. Cette méthode est donc plus adaptée aux canaux statiques, caractérisés par une fonction de transfert invariante dans le temps H(f). Domaine temporel Afin d’accéder à la variation temporelle du canal UWB, différentes méthodes temporelles peuvent être mises en œuvre. La plus simple, dite méthode par impulsions, consiste utiliser un générateur d’impulsions proches d’une impulsion de Dirac (figure 1b). L’antenne réceptrice est connectée à un oscilloscope digital, qui mesure une approximation la RI du canal h( , t). Plus précisément, en notant p( ) la forme tem- porelle de l’impulsion utilisée, la RI mesurée est donnée par : (1) où désigne l’opérateur de convolution. Si le générateur uti- lisé produit des impulsions suffisamment brèves, ce type de sondage peut couvrir un large support spectral, de l’ordre de plusieurs GHz. Par ailleurs, cette technique permet la mesure de l’évolution temporelle de la RI. Cependant, le signal reçu reste sensible au bruit, et des techniques temporelles avan- cées doivent être mises en œuvre afin d’améliorer la dyna- mique de mesure. Les méthodes par compression d’impulsion utilisent un signal d’excitation e( ) de type séquence pseudo-aléatoire (PA), comme représenté dans la figure 1c. Les séquences PA présentent plusieurs particularités intéressantes pour le sondage large bande : leur enveloppe temporelle est à ampli- tude relativement constante, elles occupent un large support spectral, et leur fonction d’autocorrélation Ree ( ) est proche d’un signal de Dirac. Les premières séquences utilisées étaient de type Pseudo Noise (PN). Très facilement implé- mentables avec quelques porte logiques, elles permettent d’atteindre des largeurs de bande très importantes à moindre coût. L’estimation en réception peut s’effectuer par une cor- rélation matérielle glissante. La fonction de corrélation Res ( ) entre le signal d’excitation e( ) et le signal mesuré s( ) est une bonne approximation de la RI du canal, car elle répond à l’équation : Figure 1 : Signaux utilisés pour le sondage de canal UWB : (a) méthode fréquentielle, (b) méthode temporelle par impulsion et (c) méthodes temporelles par compression d’impulsion. (a) (b) (c) 86 REE N°5/2013 L’ULTRA LARGE BANDE IMPULSIONNELLE (2) L’apparition des générateurs arbitraires et des cartes d’ac- quisition rapide avec des fréquences d’échantillonnage de plusieurs dizaines de GHz ont permis d’introduire beaucoup plus de souplesse et de précision dans le traitement. Par exemple, la technique d’inversion utilise un filtre de Wiener, qui permet une estimation du canal optimisant le niveau de signal à bruit sur l’ensemble de la bande considérée. Domaine spatial Récemment, la recherche s’est concentrée sur l’associa- tion de la technologie UWB et des systèmes multi-capteurs. L’idée est de disposer de plusieurs antennes, soit à l’émet- teur, soit au récepteur, soit aux deux extrémités du lien radio. On peut ainsi enrichir le canal classique SISO (Single-Input Single-Output), en formant respectivement des canaux MISO (Multiple-Input Single Output), SIMO (Single-Input Multiple- Output) ou MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) [5]. D’un point de vue système, la technologie MIMO permet d’aug- menter le débit ou la robustesse de la liaison en utilisant des techniques de traitement du signal appropriées. Du point de vue de la caractérisation du canal, la disponibilité de plusieurs capteurs permet d’accéder à la direction de départ ou d’arri- vée des ondes radio. La plupart des expérimentations menées pour étudier le canal de propagation à capteurs multiples ont été réalisées en utilisant un réseau de capteurs virtuel. Dans ce cas, une antenne unique est déplacée sur une grille prédéfinie qui peut être linéaire, planaire (comme dans la figure 2a), ou circulaire. Des mécanismes à trois axes peuvent également être mis en œuvre pour réaliser des mesures sur un réseau cubique, ce qui permet de résoudre des ambiguïtés géomé- triques dans la phase de post-traitement. Il faut noter que les réseaux virtuels sont bien adaptés pour les canaux sta- tiques uniquement. L’analyse des variations temporelles du canal UWB MIMO nécessite d’utiliser un sondeur de canal « temps réel» et des antennes multiples permettant un bas- culement électronique rapide entre les capteurs. Une telle antenne est présentée dans la figure 2b. Caractérisation du canal de propagation UWB A partir d’une base de données de mesures expérimen- tales, il est possible de caractériser les principaux paramètres du canal de propagation UWB. En raison des scénarios d’usage envisagés, la plupart des études du canal UWB concernent les transmissions à l’intérieur des bâtiments [3], [4], [6]. Dans la suite de cet article, nous détaillerons les caractéristiques du canal dans cet environnement indoor. Notons toutefois que d’autres environnements sont aujourd’hui considérés, comme les réseaux WBAN [7], les moyens de transport [8], ou l’extérieur des bâtiments [9]. Pertes par propagation Les pertes par propagation caractérisent l’atténuation du signal reçu, A(d), en fonction de la distance émetteur-récep- teur d. Généralement, elles sont approchées par la relation suivante : (3) où Nf et Nd représentent respectivement les coefficients de perte par propagation en fréquence et en distance, et f0 et d0 sont une fréquence et une distance arbitraires. S(f,d) traduit les variations lentes du canal, caractérisées par une moyenne nulle et un écart-type S . La décroissance du signal reçu avec la fréquence est un paramètre important dans le cas de signaux UWB. Le coeffi- cient de perte par propagation en fréquence Nf dépend des caractéristiques de l’antenne. Lorsque l’on sépare l’effet de l’antenne des mesures du canal, ce coefficient se rapproche de 2, sa valeur théorique. Le coefficient de pertes par propagation en distance Nd est égal à 2 dans le cas de l’espace libre. Pour les campagnes de sondage UWB répertoriées dans la littérature (voir [3], [4], Figure 2 : Mesure UWB multi-capteurs : (a) réseau virtuel planaire, (b) antenne multi-capteurs 5 axes. REE N°5/2013 87 Le canal de propagation Ultra Large Bande. Sondage, caractérisation et modélisation [6] et leurs références), ce coefficient varie entre 1 et 2 en situation de visibilité (Line-of-Sight, LOS) en raison de l’effet de guidage procuré par les réflexions sur les murs. En situa- tion de non visibilité (Non Line-of-Sight, NLOS), les valeurs typiques se situent entre 3 et 5, en raison de l’obstruction supplémentaire. Les valeurs observées s’écartent de la loi moyenne d’un écart-type S de l’ordre de 1 à 2 dB en LOS et de 2 à 5 dB en NLOS. Caractéristiques de la réponse impulsionnelle Pour étudier les caractéristiques de la RI en s’affranchis- sant des fluctuations rapides du signal, on calcule un profil puissance-retard P( ) en moyennant un ensemble de RI h( ) mesurées localement. La figure 3 présente un exemple de profil puissance-retard obtenu par mesure fréquentielle en configuration LOS sur la bande 3,1 GHz – 10,6 GHz. On peut observer que les trajets de propagation se regroupent en clusters, formés d’un trajet principal suivi d’une décroissance de trajet diffus. Cet étalement des retards se mesure à l’aide du paramètre RMS : (4) Les étalements des retards typiques observés expérimen- talement varient de 4 à 15 ns en configuration LOS et de 8 à 30 ns en configuration NLOS [3], [4]. L’agrégation des trajets de propagation en clusters est bien représentée par le formalisme de Saleh et Valenzuela [10]: (5) où L représente le nombre de clusters, Kl le nombre de tra- jets dans le le cluster, et Tl l’instant d’arrivée du le cluster. Les paramètres k,l et k,l représentent respectivement l’amplitude complexe et l’instant d’arrivée du ke trajet à l’intérieur du le cluster. L’amplitude des trajets est modélisée par une décrois- sance exponentielle : (6) où et représentent respectivement les coefficients de décroissance exponentielle inter-clusters et intra-clusters. La figure 3 montre que cette décroissance exponentielle (repré- sentée par des droites en échelle logarithmique) est bien représentative des RI mesurées en contexte UWB. Les ana- lyses menées sur de mesures expérimentales rapportent des coefficients de décroissance de l’ordre de 8 à 25 ns pour la décroissance inter-clusters et de l’ordre de 10 à 60 ns pour la décroissance intra-cluster [3]. Saleh et Valenzuela ont suggéré que les instants d’arri- vée Tl et k,l suivent des processus de Poisson avec des taux d’arrivée respectifs et . Les études menées dans la litté- rature montrent que varie typiquement entre 10 MHz et 100 MHz, et varie typiquement entre 200 MHz et 6 GHz [3]. Notons que le taux d’arrivée des trajets de propagation dépend directement de la capacité de résolution de la RI, et donc de la largeur de bande mesurée. Enfin, les variations rapides du canal de propagation peuvent être caractérisées par la statistique de fluctuation d’amplitude des trajets de propagation. En caractérisation large bande, ces variations sont modélisées par une loi de Rayleigh en environ- nement diffus ou une loi de Rice dans le cas où un trajet direct prédomine. En caractérisation UWB, on rencontre d’autres lois paramétriques, comme les lois de Nakagami, Weibull ou plus simplement la distribution log-normale [3]. Caractérisation spatio-temporelle multi-capteurs A partir de mesures multi-capteurs, il est possible de dépointer électroniquement le diagramme du réseau d’an- tennes. En estimant la puissance reçue et/ou transmise dans toutes les directions de l’espace, on accède à la dimension spatiale du canal de propagation. Moyennant l’hypothèse d’un canal discret, il est également possible d’identifier des trajets de propagation. Les techniques les plus avancées per- mettent d’identifier conjointement les directions de propa- gation en 3D au niveau de l’émetteur et du récepteur pour chaque temps de retard de la réponse impulsionnelle. Ces résultats s’appuient sur des techniques à haute résolution (CLEAN, MUSIC, ESPRIT, SAGE…) issues du traitement du signal. En pratique, une part non négligeable du canal ne peut-être extraite sous forme de trajet. Ce résidu, appelé composante diffuse, peut atteindre jusqu’à 30 % en LOS et jusqu’à 90 % de la puissance totale en NLOS. La figure 4a présente un exemple de liaison UWB à l’in- térieur d’un bâtiment à la fréquence de 5 GHz. L’émetteur est situé au même étage à une distance de 5,6 m dans la direction de l’azimut 95°, et deux cloisons le séparent du Figure 3 : Profil puissance-retard mesuré, et ajustement au modèle de Saleh et Valenzuela. 88 REE N°5/2013 L’ULTRA LARGE BANDE IMPULSIONNELLE récepteur. Cette radiophoto superpose la distribution spatiale de l’énergie reçue sur la photo panoramique prise en lieu et place de l’antenne de réception. Cette représentation faci- lite la compréhension des mécanismes de propagation en illustrant par exemple l’influence des ouvrants et les posi- tions des zones de réflexion. On peut noter que la puissance maximale n’est pas reçue dans la direction de l’émetteur. Le même résultat sous forme discrète est donné sur la figure 4b, la taille des cercles étant proportionnelle au niveau de puissance. Modélisation statistique du canal de propagation UWB Les études expérimentales de caractérisation UWB per- mettent de connaître les paramètres principaux du canal de propagation. Ces informations renseignent sur les contraintes dont devront s’affranchir les systèmes de communication UWB, et permettent de dimensionner ces systèmes. Par exemple, la connaissance de l’étalement des retards moyen permet de mettre au point des techniques efficaces pour limiter l’interférence inter-symboles. Afin d’évaluer les perfor- mances de ces systèmes dans un environnement réaliste, il est souhaitable de définir des modèles de canal qui repro- duisent fidèlement les observations expérimentales. Ces modèles empiriques sont basés sur les statistiques des para- mètres analysés et cherchent à reproduire les lois de proba- bilité observées. Modélisation SISO A partir des campagnes de mesure SISO, plusieurs modèles statistiques de canal ont été proposés dans la littérature [3]. Au niveau de la normalisation, plusieurs expérimentations ont été menées au sein du groupe de travail IEEE 802.15, afin de définir un modèle de canal UWB standard. Un premier modèle a été établi en 2003 dans le groupe IEEEE 802.15.3a [11]. Il s’agit d’un modèle basé sur le formalisme de Saleh et Valenzuela, dans lequel les différents trajets de propagation se regroupent en clusters (voir équation (5)), comme représenté dans la figure 5. Le modèle fournit les valeurs des paramètres , , et qui régissent la forme de la réponse impulsionnelle. Les trajets de propagation sont générés de manière aléatoire en sui- vant un processus de Poisson. Ils subissent un déphasage aléatoire de 0° ou 180° et une variation d’amplitude suivant une loi log-normale. Le modèle s’applique pour l’environ- nement intérieur, mais quatre configurations sont considé- rées suivant la distance émetteur-récepteur et la situation de visibilité : de 0 à 4 m en configurations LOS et NLOS, de 4 à 10 m en configuration NLOS et une configuration NLOS à fort étalement des retards RMS > 25 ns. Le modèle IEEE 802.15.3a reste assez théorique du point de vue des pertes par propagation : seul le cas LOS est traité, et le coefficient de perte par propagation est celui de l’espace libre, c’est- à-dire N = 2. En 2004, le groupe de travail IEEE 802.15.4a a modifié ce modèle en apportant plusieurs améliorations pour mieux approcher les observations expérimentales [12]. Le proces- sus d’arrivée des trajets suit une loi mixte composée de deux lois de Poisson. La phase des trajets est distribuée uni- formément entre 0° et 360°. Leur variation d’amplitude est modélisée par une loi de Nakagami dont le paramètre varie en fonction du retard. Enfin, le coefficient de décroissance intra-clusters augmente pour chaque cluster successif. Figure 4 : Répartition spatiale de la puissance en contexte résidentiel : (a) Estimation par formation voie (b) Estimation par technique à haute résolution. Figure 5 : Représentation du modèle de canal de Saleh et Valenzuela. REE N°5/2013 89 Le canal de propagation Ultra Large Bande. Sondage, caractérisation et modélisation Une amélioration importante concerne également le mo- dèle de perte par propagation qui utilise des paramètres réa- listes tirés d’expérimentations pour modéliser les pertes en distance et en fréquence. Au total, neuf jeux de paramètres ont été définis pour caractériser les environnements inté- rieurs de bureau, résidentiel et industriel en situations LOS et NLOS, ainsi que trois environnements extérieurs. Modélisation MIMO Les modèles MIMO reposent sur le concept de modéli- sation doublement directionnelle illustré sur la figure 6. Ils consistent à adjoindre à chaque trajet de propagation des caractéristiques directionnelles. Dans sa forme la plus abou- tie, un trajet est caractérisé par un temps de retard, une direction moyenne (azimut et élévation ) de départ et d’arrivée, une matrice 2 x 2 correspondant au gain dans chaque polarisation et un décalage doppler. Cette approche générique permet de découpler l’effet des antennes et du canal de propagation. Ainsi différentes antennes à l’émission et à la réception peuvent être simulées à partir d’un même modèle de canal de propagation. En contexte UWB, la seule spécificité est la largeur de bande passante plus importante qui peut induire des variations de gain des trajets et/ou des diagrammes d’antennes en fonction de la fréquence. En raison de l’existence de la composante diffuse dans le canal, cette modélisation discrète n’est généralement pas suffisante pour bien représenter la capacité du canal de transmission. Il convient d’ajouter une composante spatiale aléatoire distribuée non uniformément pour aboutir à une bonne adéquation avec l’expérience. A titre de justification, un exemple avec différentes modélisations de la compo- sante diffuse est rapporté sur la figure 7. On constate que le modèle permettant de mieux rendre compte de la capacité réelle comporte une distribution de trajets diffus non uni- forme. Conclusion Initialement développée pour les applications radar, la technique de transmission UWB a suscité un intérêt grandis- sant à partir de 2002, lorsque la FCC a autorisé l’utilisation de ces signaux pour les communications radio à courte por- tée. La grande capacité offerte par cette technologie permet en effet de fournir un lien radio pour les applications à très haut débit comme la vidéo à haute définition ou le transfert rapide de données. Cet article a détaillé les outils néces- saires à la connaissance du milieu de transmission UWB : les techniques de sondage, la caractérisation expérimentale du canal de propagation et sa modélisation statistique. Parmi les caractéristiques principales du canal UWB, on note une dépendance forte des pertes par propagation en fonction de la distance et de l’environnement, et surtout en fonction de la fréquence. En raison de la largeur de la bande analysée, la RI du canal présente une très fine résolution temporelle où l’on distingue un grand nombre de trajets de propagation discrets ainsi qu’une quantité importante de signal diffus. Les dernières avancées en termes de caractérisation concernent le domaine spatial, qui peut être investigué par le déploie- ment de sondeurs multi-capteurs. La connaissance des di- rections de départ et d’arrivée des trajets de propagation, ainsi que de la diversité de polarisation, permet de spécifier des systèmes MIMO, capables d’augmenter la capacité de manière significative. Des modèles statistiques standards du canal de propagation UWB SISO ont été définis au sein du groupe de travail IEEE 802.15. Ces modèles de propagation à l’intérieur des bâtiments permettent une évaluation repro- Figure 6 : Modélisation doublement directionnelle. Figure 7 : Capacité d’un canal MIMO 180 x 180 en environnement résidentiel (Mesure et différents modèles). 90 REE N°5/2013 L’ULTRA LARGE BANDE IMPULSIONNELLE ductible des performances des systèmes UWB. L’extension de ces modèles standards au domaine spatial reste à l’étude pour la simulation des futurs systèmes UWB MIMO. Enfin, l’étude du canal de propagation UWB présente de nom- breuses perspectives pour de nouveaux scénarios d’usage. D’une part, les applications visées demandent de plus en plus des informations de localisation en complément du lien de communication. D’autre part, des environnements nou- veaux sont aujourd’hui à l’étude, comme les milieux confinés (cabines d’avions et autres véhicules), ou encore les réseaux de capteurs corporels. Références [1] M.-G. Di Benedetto, T. Kaiser, A. F. Molicsh, I. Oppermann, C. Politano & D. Porcino, “UWB Communication Systems: A Comprehensive Overview”, New York: Hindawi Publishing Corporation, 2006. [2] X. Begaud, “Ultra Wide Band Antennas”, London / Hoboken: ISTE / Wiley, 2013. [3] P. Pagani, F. Tchoffo Talom, P. Pajusco & B. Uguen, “Ultra- Wideband Radio Propagation Channels”, London / Hoboken: ISTE / Wiley, 2008. [4] J. Ahmadi-Shokouh, R. C. Qiu, “Ultra-wideband (UWB) communications channel measurements – a tutorial review”, International Journal of Ultra Wideband Commu- nications and Systems, vol. 1, n° 11, pp. 11-31, 2009. [5] T. Kaiser, F. Zheng, “Ultra Wideband Systems with MIMO”, Chichester: Wiley, 2010. [6] A. F. Molisch, “Ultra-Wide-Band Propagation Channels”, Proceedings of the IEEE, vol. 97, n° 2, pp. 353-371, 2009. [7] S. van Roy, C. Oestges, F. Horlin & P. De Doncker, “A Comprehensive Channel Model for UWB Multisensor Multiantenna Body Area Networks”, IEEE Transactions on Antennas and Propagation, vol. 58, n° 1, pp. 163-170, 2010. [8] S. Chiu, J. Chuang & D. G. Michelson, “Characterization of UWB Channel Impulse Responses Within the Passenger Cabin of a Boeing 737-200 Aircraft”, IEEE Transactions on Antennas and Propagation, vol. 58, n° 3, pp. 935-945, 2010. [9] T. Santos, J. Karedal, P. Almers, F. Tufvesson & A. F. Molisch, “Modeling the Ultra-Wideband Outdoor Channel: Measurements and Parameter Extraction Method”, IEEE Transactions on Wireless Communications, vol. 9, n° 1, pp. 282-290, 2010. [10] A. A. M. Saleh, R. A. Valenzuela, “A Statistical Model for Indoor Multipath Propagation”, IEEE Journal on Selected Areas in Communications, vol. 5, n° 2, pp. 128-137, 1987. [11] A. Molisch, J. Foerster & M. Pendergrass, “Channel models for ultrawideband personal area networks”, IEEE Wireless Communications, vol. 10, n° 6, pp. 14-21, 2003. [12] A. Molisch, D. Cassioli, C.-C. Chong, S. Emami, A. Fort, B. Kannan,J.Karedal,J.Kunisch,H.Schantz,K.Siwiak&M.Win, “A Comprehensive Standardized Model for Ultrawideband Propagation Channels” IEEE Transactions on Antennas and Propagation, vol. 54, n° 11, pp. 3151-3166, 2006. Pascal Pagani est maître de conférences dans le départe- ment Micro-ondes de Telecom Bretagne. Diplômé de Telecom Bretagne et de l’université de Bristol (2002), il a obtenu un doctorat en électronique de l’INSA de Rennes en 2005. De 2002 à 2012, il a mené des travaux de recherche au sein d’Orange Labs dans les domaines de la modélisation du ca- nal de propagation UWB, et le développement de systèmes sans-fil et filaires pour les réseaux résidentiels. Ses travaux se concentrent aujourd’hui sur la propagation radio de la bande HF aux ondes millimétriques, ainsi que la transmission sur réseaux d’énergie. Patrice Pajusco a obtenu son diplôme d’ingénieur Supélec en 1992. Il rejoint France Télécom R&D en 1993 où il mène des études sur les canaux de propagation large bande puis MIMO. En 1999, il prend la direction de l’équipe chargée de la modélisation de la propagation pour l’étude et le déploiement de systèmes radio (UMTS, Wi-Fi, WiMAX…). Depuis 2008, il est responsable du département Micro-ondes de Télécom Bretagne. Ses activités de recherche portent sur la modélisa- tion spatio-temporelle des canaux de propagation. LES AUTEURS REE N°5/2013 91 L’ULTRA LARGE BANDE IMPULSIONNELLE Christophe Roblin Institut Mines-Télécom, Télécom ParisTech - LTCI CNRS UMR 5141 Introduction Les réseaux corporels sans fil (Wireless Body Area Networks, WBAN) sont des systèmes de communica- tion de données au voisinage du corps humain, com- prenant par exemple des capteurs communicants, un nœud central et/ou un accès distant. Ce domaine de recherche est particulièrement actif depuis une dizaine d’années. Ils visent divers domaines d’appli- cation potentiels ou existants, notamment ceux de la santé, de la surveillance, du suivi à distance, des loisirs, de la défense, du multimédia, etc. [1], [2]. De nombreuses contributions ont été apportées, entre autres lors des travaux de standardisation de l’IEEE, notamment dans les groupes 802.15.4a (Ultra Large Bande, ULB) et 802.15.6 (BAN). Les bandes retenues par ce dernier se répartissent entre la HF, l’UHF, la bande ISM1 (2,45 GHz) et l’ULB (3,1 – 10,6 GHz). Parmi de nombreuses contraintes, celles de la taille et du « rapport de forme » des capteurs sans fil – et par conséquent des antennes – sont particulièrement importantes et souvent draconiennes. La technologie 1 Industriel Scientifique Médical. ULB constitue une alternative intéressante à la bande étroite en raison notamment de sa meilleure robus- tesse aux évanouissements sélectifs et aux interfé- rences multi-utilisateurs et de la faible consommation énergétique des systèmes. On peut ajouter qu’elle induit une très faible exposition des utilisateurs aux émissions radioélectriques en raison des très faibles puissances rayonnées. Le développement des systèmes RFID2 ULB pas- sifs ou semi-passifs est assez récent [3]. Ils offrent entre autres la possibilité d’adjoindre à la fonction- nalité d’identification celle de localisation (voire de poursuite), grâce à l’amélioration de la résolu- tion spatiale résultant de l’utilisation d’impulsions courtes. Nous nous intéresserons plus particulièrement dans cet article à la modélisation et à la conception des antennes dans ces deux contextes, dont certaines problématiques sont communes. La première partie sera consacrée à la question dite des antennes « envi- ronnées », en insistant sur les approches statistiques. La deuxième partie sera plus spécifiquement dédiée à l’étude des antennes et du canal de propagation, très particulier dans le cas des BAN. La dernière partie aborde la conception d’antennes pour les BAN et les RFID, en insistant sur leurs spécificités. 2 Radio Frequency Identification. Antennes ULB pour les réseaux et les applications RFID Wireless body area networks (WBANs) are communication systems intended for applications in various domains such as health, monitoring, sport, entertainment, multimedia, wearable computing and so forth. The properties of the WBAN channel, which includes antennas, are very specific. In the BAN context, the ultrawideband (UWB) technology is an interesting alter- native to narrowband solutions thanks notably to its low power consumption and improved resilience to selective fading and multiuser interferences. This article deals with the performance assessment of UWB antennas which are intimately related to those of the BAN channel. The antenna statistical modeling approach is presented and an example is given, and some design guidelines are drawn. It is also shown that UWB antennas for BAN and for RFID tags present common features and problema- tics. In particular, the “environned antennas” issue is considered. A focus on the antenna resilience to proximity effects, based on desensitization techniques, is notably proposed ABSTRACT 92 REE N°5/2013 L’ULTRA LARGE BANDE IMPULSIONNELLE La question des « antennes environnées » Antennes ULB pour les BAN et les RFID La conception des antennes ULB présente, en soit, un cer- tain nombre de difficultés [4]. Outre les contraintes habituel- lement rencontrées dans celle des antennes à bande étroite à modérée (adaptation, caractéristiques directionnelles, rendement, polarisation et encombrement notamment), les antennes ULB doivent répondre à divers critères de per- formance dans le domaine temporel en particulier en radio impulsionnelle3 . Ces antennes apparaissent en effet comme des systèmes linéaires invariants multidimensionnels (pour chaque direction d’observation) susceptibles d’introduire des distorsions du signal, de phase notamment (« dispersion »). La question se complique encore lorsqu’il s’agit de conce- voir des antennes actives ou semi-actives (commandées, reconfigurables, voire « adaptatives »), ou encore des réseaux pour lesquels les principes interférométriques classiques ne s’appliquent pas ou assez mal. L’étude de ces derniers sort cependant largement du cadre de cet article. Nous n’abor- derons pas non plus le cas de la « polarisation circulaire », sujet quelque peu polémique, qui n’existe pas à proprement parler en ULB. Nous nous concentrerons en revanche sur les antennes de terminaux pour les communications radio et sur les étiquettes RFID. Pour certaines de ces applications, selon le type de modulation utilisé, les contraintes tempo- relles peuvent être partiellement relâchées [5]. En revanche, la contrainte d’encombrement est toujours impérative, voire sévère pour certains dispositifs tels que les clés USB sans fil [6] ou divers systèmes de capteurs pour les BANs. Dans les systèmes considérés ici, le comportement des antennes est toujours affecté par l’environnement immédiat. Les étiquettes RFID sont, par nature, toujours placées sur des objets support qui peuvent être extrêmement diffusifs (objets métalliques par exemple). Les BANs sont quant à eux concernés au premier chef, en particulier dans les scé- narios dits «on-on» pour lesquels toutes les antennes sont sur le corps ou à proximité (typiquement jusqu’à quelques cm). Constitué en grande partie d’eau et de sels minéraux, le corps humain est, en effet, un puissant diffuseur électroma- gnétique : les tissus présentent des propriétés électriques à la fois conductrices et fortement diélectriques – typiquement, une conductivité de 2 S/m et une permittivité relative de 5 à 80 en bande centimétrique. Aux contraintes et difficultés précédentes s’ajoute donc celle de la résilience des antennes 3 La radio impulsionnelle est une sous-catégorie de la radio ULB utilisant des impulsions courtes (typiquement de quelques nanosecondes), c’est-à-dire un spectre ULB instantané, contrairement aux techniques dites « multi-bandes » telles que la modulation MB-OFDM. aux effets de proximité du corps humain. Lorsque cet objec- tif de résilience est difficilement réalisable – le plus souvent parce que les contraintes d’encombrement sont sévères – la modélisation statistique de ces effets peut constituer une approche fructueuse, alternative ou complémentaire. Évolution vers les approches statistiques L’influence de l’utilisateur a été largement étudiée dans le cadre des communications cellulaires, grâce notamment à l’introduction d’indicateurs de performance statistiques tels que le MEG (Mean Effective Gain) [7], le TRPG (Total Radiated Power Gain) et le SFMG (Scattered Field Measu- rement-Gain). Le TRPG rend compte des effets d’absorption et de masquage de l’utilisateur et le MEG introduit en outre les caractéristiques directionnelles et polarimétriques du canal de propagation (le plus souvent à partir d’un modèle statistique). Enfin, le SFMG permet plus spécifiquement de remonter aux pertes dues à l’absorption de l’énergie RF dans le corps humain. L’aspect statistique n’est toutefois pas in- contournable dans ces approches, ces indicateurs pouvant être obtenus à partir de mesures spécifiques, voire d’outils de simulation déterministes. Des approches plus récentes reposent sur des modélisations statistiques plus fines [8] qui s’appuient non seulement sur des descripteurs plus discri- minants de la variabilité de l’environnement immédiat, mais introduisent en outre le concept de typologie des antennes elles-mêmes (ou des « petits » terminaux) [9], [10]. Cette dernière question reste largement ouverte et difficile car non seulement les antennes et les terminaux sont par nature des objets déterministes (aux tolérances de fabrication près), mais ils évoluent assez rapidement selon les choix des équi- pementiers (et des laboratoires) – contrairement au canal « intrinsèque » qui dépend uniquement de l’environnement (intérieur, urbain, etc.) dont l’évolution est très lente voire inexistante – et surtout, il est particulièrement difficile d’accé- der à des échantillons statistiques d’antennes et terminaux suffisamment représentatifs, notamment pour les labora- toires académiques. L’objectif final étant d’élaborer des modèles de lien radio plus complets et plus fins rendant compte à la fois de la variabilité du canal de propagation et de celle des terminaux, la dernière étape consiste à associer les modèles correspon- dants. Cette phase d’hybridation constitue une approche plus élaborée, en quelque sorte une forme généralisée de celle ayant conduit à la définition du MEG et du TRPG, en ceci que la représentation de l’antenne (ou d’une classe d’antennes) n’est plus déterministe mais stochastique. Ce type d’approche a notamment été adopté dans [8], [11], [12], [13]. REE N°5/2013 93 Antennes ULB pour les réseaux corporels sans fil et les applications RFID Une proximité avec l’optimisation La modélisation statistique d’un problème « incertain » (figure 1) consiste généralement à évaluer de manière plus ou moins fine les propriétés statistiques d’observables (indi- cateurs de performance considérés comme grandeurs de sortie du modèle) à partir d’un ensemble de paramètres d’entrée du problème considérés comme des variables aléa- toires généralement appelé espace stochastique (d’entrée). L’aléa peut être dû à une connaissance plus ou moins incer- taine de paramètres a priori déterministes ou à leur nature profondément aléatoire. La connaissance statistique des paramètres (en entrée et en sortie) peut être plus ou moins fine selon les possibilités et les besoins, allant du plus simple (domaine de variations, premiers moments) au plus élaboré (moments d’ordres supérieurs, densité de probabilité, etc.). Les approches utilisant des fonctions de transfert, rela- tions entrées/sorties souvent également appelées surfaces de réponses, sont des méthodes paramétriques permettant notamment de réduire les nombre « d’expériences » (me- sures ou simulations). On peut notamment citer la méthode des polynômes de chaos. Ces techniques permettent d’ob- tenir des modèles d’abstraction statistiques infiniment plus légers à manipuler que les bases de données dont ils sont extraits. Par ailleurs, le krigeage est une méthode d’interpo- lation optimale au sens statistique garantissant une variance minimale. La technique du krigeage a également été récem- ment utilisée avec succès dans le domaine de la concep- tion d’antennes, par exemple dans [14] comme substitut aux méthodes plus classiques d’optimisation telles que les tech- niques évolutionnaires. Plus élaborées que, par exemple, la méthode classique de Monte Carlo, ces méthodes statistiques peuvent être mises à profit non seulement dans l’élaboration de modèles d’abstraction statistiques, mais également en conception d’antenne dans la phase d’optimisation. Un champ d’inves- tigation plus avancé encore est totalement ouvert : l’optimi- sation d’antenne en environnement incertain, cette fois-ci au sens statistique, nous semble être un sujet de recherche particulièrement intéressant qui reste, à notre connaissance, à défricher. La différence fondamentale avec les probléma- tiques précédentes est qu’ici ce sont les critères de perfor- mance qui sont de nature statistique et non uniquement les sources d’incertitudes. Ce type de performance pourrait être qualifié de résilience4 stochastique d’antenne. Contraintes et approches spécifiques aux BAN Spécificités de l’ULB par rapport à la bande étroite Les questions posées dans l’étude des antennes en bande centimétrique – typiquement au-delà du GHz – uti- lisées dans les réseaux corporels sans fil (on-on ou on-off5 ) sont de natures partiellement différentes en bande étroite et en ULB. Dans les deux cas, sauf conception spécifique, le fort couplage antenne/corps induit des pertes significatives dues à l’énergie absorbée dans les tissus au voisinage de la source. Le plus souvent, ces pertes dominent largement celles dues à la propagation par ondes rampantes le long du corps6 [15]. Lorsque la surface du corps intercepte la zone réactive, le couplage fort affecte significativement la répartition des den- sités de courant dans l’antenne. L’effet dominant en bande étroite est un décalage de la fréquence de résonance indui- sant une forte désadaptation (voir figure 2a). Ce phénomène peut conduire à un effondrement parfois insurmontable du 4 Ou robustesse. 5 Dans lesquels le « nœud central » (voire tous les nœuds attachés au sujet) communique avec un point d’accès distant. 6 Hors atténuation de propagation en distance. Figure 1 : Schéma fonctionnel de la relation entrées/sorties dans une modélisation statistique (CDF : Cumulative Distribution Function, fonction de répartition). 94 REE N°5/2013 L’ULTRA LARGE BANDE IMPULSIONNELLE rendement global entraînant une rupture de liaison. Afin d’y remédier, la méthode de désensibilisation la plus classique consiste à élargir la bande. C’est d’ailleurs la raison principale pour laquelle les an- tennes ULB sont par nature beaucoup plus robustes aux effets de proximité. A l’inverse du cas bande étroite, ceux- ci peuvent même entraîner une amélioration de l’adapta- tion, notamment lorsque l’antenne est extrêmement près du corps, en raison de deux effets combinés. Le premier est une réduction globale des pertes en retour due à l’énergie absor- bée par les tissus sur toute la bande. Ce phénomène bien connu et très général est d’ailleurs parfois employé comme technique d’amélioration de l’adaptation. Le second est un effet diélectrique : le corps humain agit comme un « substrat additionnel » de permittivité élevée réduisant les dimensions électriques de l’antenne, ce qui a pour effet de translater le coefficient de réflexion vers les basses fréquences. Ces deux translations combinées, « vers la gauche » et « vers le bas », conduisent donc également à une augmentation de la bande, outre l’amélioration globale de l’adaptation. Ces effets sont clairement dominants dans le cas d’une antenne directement en contact avec le torse ( =0, voir figure 2b, courbe pleine gris foncé, sujet 1 au niveau du torse). L’influence sur les den- sités de courant reste cependant complexe, de sorte que les effets « bénéfiques » précédents ne sont pas toujours totale- ment dominants par rapport aux variations de l’impédance d’entrée, notamment en haute fréquence. On peut ainsi ob- server des dégradations plus ou moins locales de l’adaptation, mais généralement modérées (voir figure 2b) [16]. On peut en tirer les premières conclusions suivantes : - diale. Comme on peut le constater sur la figure 2a, il est en réalité souhaitable d’inclure les effets de proximité dès la phase de conception. indicateur de performance discriminant – permettant de comparer différentes antennes entre elles – résulte directe- ment du bilan de liaison. Car finalement, comment mieux caractériser la qualité d’une antenne pour chaque type de scénario sinon en observant le lien radio ? L’étude des an- tennes sur le corps, notamment en ULB, est donc indisso- ciable de celle du canal de propagation. Exemple de modélisation statistique du compor- tement d’antennes ULB dans un scénario BAN Il a été montré que la distance n’est pas le facteur domi- nant dans l’atténuation du canal BAN on-on, mais le type de « scénario ». Ce concept englobe le type de lien radio (hanche/poitrine, hanche/poignet, etc.) – directement lié aux usages –, de posture, de mouvement (repos, marche, course) et d’environnement. Ce comportement inhabituel est dû aux nombreuses sources de variabilité du canal liées d’une part au scénario, d’autre part à la morphologie des sujets et au type d’antennes utilisées7 [16]. Toutes sources confondues, cette dispersion statistique de l’atténuation at- teint des valeurs très élevées, jusqu’à 40–45 dB, les contri- butions majeures provenant du type de lien, du mouvement et des antennes. Nous nous concentrerons sur l’analyse de ces dernières, objets de cet article. D’un couple d’antennes à l’autre, tout restant égal par ailleurs, des variations très impor- tantes de l’atténuation, jusqu’à 25 dB, ont été observées [2], [15], [16] : leur choix est donc crucial. A titre d’exemple, les résultats d’une modélisation sta- tistique et paramétrique du comportement des antennes pour un scénario hanche/poitrine (au repos, en chambre anéchoïde) sont présentés ci-après. L’analyse proposée dans [15] repose sur une campagne de mesures effectuée en chambre anéchoïde sur une bande très large (BWm = 1–12 GHz) avec deux sujets au repos et neuf couples d’antennes ULB issues de recherches anté- 7 https://mentor.ieee.org/802.15/dcn/08/15-08-0780-09-0006-tg6- channel-model.pdf. Figure 2 : Effet de proximité du corps sur l’adaptation (a) désaccord en bande étroite, (b) effets complexes en ULB (d’après [16]). REE N°5/2013 95 Antennes ULB pour les réseaux corporels sans fil et les applications RFID rieures ou disponibles sur le marché. Afin de tenir compte de l’inhomogénéité locale des propriétés électriques du corps et de l’incertitude de positionnement des capteurs dans les usages applicatifs, un échantillonnage spatial autour de chaque « position de scénario » (hanche, poitrine, poi- gnet, etc.) a été pratiqué. A cet échantillonnage, considéré comme statistique, a été adjointe une étude paramétrique de l’influence de la distance au corps des antennes. Ces dernières (voir figure 3) ont fait l’objet d’une classification comportementale a posteriori, selon l’ordre de grandeur de l’atténuation de propagation (PL, Path Loss) qu’elles produi- saient pour chaque scénario. Cette classification de nature statistique (clustering) correspond d’ailleurs grossièrement à celle que l’on pouvait faire a priori, selon leur nature. Plu- sieurs classes d’antennes ont été ainsi identifiées selon leur comportement à proximité du corps humain, en se fondant notamment sur la direction de la polarisation principale rela- tivement à la surface du corps ; on distingue les antennes : type monopôle ou mono cône (polarisation normale) ; - brées, ni clairement référencées (tangentes) ; 8 , etc.), composants, souvent commerciaux, montés en surface sur des circuits RF (pola- risation tangente ou « quelconque ») ; (tangentes) ; - sation normale) ; Cette classification a priori est en réalité un plan d’expé- rience élémentaire destiné à collecter un échantillon sta- tistique de petite taille, mais déjà « représentatif ». C’est 8 Low Temperature Cofired Ceramic. pourquoi il est fondé sur des considérations physiques, dis- tinguant différents comportements électromagnétiques : sont sujettes aux « effets de câbles » dus au courant de mode commun, inexistants dans les dispositifs applicatifs. Ils peuvent être importants et doivent donc être minimisés lors des mesures. Ces antennes sont également particuliè- rement sensibles aux effets de l’environnement immédiat ; proximité et peu affectées par les effets de câble9 ; - sibles au mode commun, et très peu sensibles aux effets de proximité. C’est également vrai pour les autres techniques d’écrantage du champ. Ces considérations ont donc des conséquences métho- dologiques tant au niveau du protocole de mesure que de la modélisation. On reproduit, figure 4, pour chaque couple d’antennes le « gain » de propagation PG(d) pour le lien hanche/poitrine, intégré sur la 1ère sous-bande ULB (3,1 – 4,8 GHz), ainsi que les modèles de régression linéaire correspondants (PG0 ( ) = PG00 + ). Une classe d’antennes regroupe celles de type monopolaire (DFMS, DFMM, Skycross) et l’antenne puce de Taiyo Yuden. Les paramètres PG00 et du modèle sont four- nis dans le tableau I. On notera en particulier que l’antenne à polarisation nor- male, adaptée au mode de propagation favorable, surpasse toutes les autres de 5 à 25 dB typiquement, ce d’autant plus que les antennes sont près du corps. Elle présente toutefois l’inconvénient d’être une antenne protubérante, peu adaptée aux usages, bien que son « rapport de forme » soit bon et que son épaisseur (~10 mm) reste acceptable. Le comportement de deux antennes magnétiques à fentes, sans et avec plan réflecteur (« MSA » et « MSA-BP »), est également présenté 9 La sensibilité résiduelle peut provenir de dissymétries induites par l’environnement. Figure 3 : Les neuf antennes considérées, dont six prototypes de laboratoire (DFMS, DFMM, DFMM-DL, PBD, ALVA et Staircase Monopole), et trois commerciales (Skycross®, Tayo Yuden® et LPDA) (d’après [15]), ainsi que deux antennes à fente [17]. 96 REE N°5/2013 L’ULTRA LARGE BANDE IMPULSIONNELLE figure 4 en comparaison des antennes considérées dans [15]. L’introduction d’un réflecteur offre un comportement résilient proche de celui du monopôle normal. De plus, l’an- tenne étant planaire et moins épaisse (~4,5 mm), est plus facilement intégrable, bien qu’un peu moins performante (3 à 5 dB). C’est grâce à l’écrantage du champ que ces deux antennes présentent les meilleures performances, le coût étant l’encombrement. Les autres antennes étudiées sont en revanche sensible- ment plus fines (d’épaisseur typiquement inférieure à 2 mm). Comme souligné plus haut, à l’exclusion des deux antennes à écrantage, l’antenne équilibrée (« PBD ») présente les meil- leures performances (le cas de l’antenne log-périodique « LPDA », directive, doit être considéré à part, car il dépend fortement de son orientation, ici favorable). Comme expliqué précédemment, les antennes magnétiques sont mieux adap- tées au mode de propagation dominant. Ainsi, le couplage au corps de la MSA (et les pertes induites) reste significatif, mais elle demeure plus performante que les antennes de type monopolaire (d’environ 4 dB) pour les distances au corps inférieures à 10 mm, correspondant à la plupart des usages. A titre d’exemple, la dispersion autour de la moyenne PG0 est donnée par les statistiques empiriques du PG (intégré sur le 1re bande ULB 3,1 – 4,8 GHz) pour le dipôle planaire PBD (figure 5b) et les données agrégées de quatre antennes tan- gentes (quasi)-planaires (figure 5a) en fonction du paramètre . Des modèles normaux sont également représentés. Leur qualité parfois médiocre est due en partie à la petitesse de l’échantillon statistique. L’objectif principal justifiant ce choix reste cependant de donner les principales tendances à l’aide de modèles les plus simples possibles. La statistique agré- geant toutes les distances au corps est également fournie. Elle Figure 4 : PG0 ( ) et modèles linéaires pour chaque classe d’antennes pour le lien hanche/poitrine (intégré sur la bande 3,1 – 4,8 GHz). Tableau I. Figure 5 : Hanche/poitrine : statistiques empiriques (fonctions de répartition) et modèles normaux du PG (intégré sur 3,1 – 4,8 GHz) en fonction du paramètre , (a) pour les données agrégées de quatre antennes tangentes (quasi)-planaires et (b) pour le dipôle planaire tangent (PBD). REE N°5/2013 97 Antennes ULB pour les réseaux corporels sans fil et les applications RFID est particulièrement utile pour les cas où PG dépend peu de (l’antenne ALVA (développée au CEA-Leti), mais surtout le monopôle épais à polarisation normale au corps). Elle peut également être utilisée comme modèle simplifié (au prix d’une variance plus importante). Les premiers moments ainsi que les statistiques pour les autres antennes, d’autres scéna- rios et d’autres sous-bandes ULB sont fournis dans [15]. Nous renvoyons à [15] et à ses références pour plus de détails. Conception d’antennes pour les BAN et les RFID Il peut paraître surprenant d’aborder la conception d’an- tennes destinées aux BANs et aux étiquettes RFID dans un même paragraphe, voire dans un même article. Plusieurs spécificités sont pourtant communes en ULB : - brement réduit et l’influence de l’environnement proche ; - brées liées aux « effets de câble » dus au courant de mode commun, inexistants dans les dispositifs finaux intégrés ; compatible avec la couche physique de ces systèmes fonc- tionnant essentiellement en radio impulsionnelle, c’est-à- dire avec des signaux à spectre instantané très large ; en raison d’une part des effets de dépolarisation du canal et d’autre part de l’orientation plus ou moins aléatoire des dispositifs terminaux, capteurs, étiquettes, etc. Antennes ULB pour les BANs Toutes les couches de communication (PHY10 , MAC11 , réseau, etc.) ont été concernées par les recherches menées 10 Couche physique. 11 Medium Access Control : dans la couche « liaison de données », sous- couche de contrôle d’accès au support. depuis une dizaine d’années, mais dans le domaine de la pro- pagation, l’essentiel de l’effort a porté sur la caractérisation et la modélisation du canal, alors que peu de publications ont été consacrées à la conception d’antennes spécifique- ment dédiées. La plupart des mesures ont ainsi été réalisées avec des antennes commerciales ou développées antérieu- rement. Toutefois, les travaux sur le canal, ainsi que plusieurs publications théoriques, parfois antérieures voire beaucoup plus anciennes, ont permis de mieux comprendre les méca- nismes de propagation notamment le long du corps (pola- risation des modes dominants, ondes rampantes, etc.). Il est aujourd’hui possible d’en déduire un certain nombre de règles de conception d’antenne. On peut notamment citer : - lientes utilisées tangentiellement au corps, une part notable de l’atténuation du canal provient des pertes induites par le fort couplage antenne/corps (au voisinage de la source) ; effets de proximité ; - sation (du champ électrique) normale au corps ; - sentent le plus souvent de moins bonnes performances. En conclusion, il est souhaitable de privilégier les antennes à polarisation normale, donc « protubérantes », mais à faible rapport de forme pour des raisons pratiques (leur « épais- seur » ne devra pas excéder typiquement 10 mm). On peut citer par exemple l’antenne développée dans [18]. Cela ne permet cependant pas nécessairement d’éviter le fort cou- plage au corps et les pertes qui en résultent, si aucun plan de masse tangent (ou toute autre technique d’écrantage) n’est employé. Les techniques de désensibilisation abordées plus bas, notamment par écrantage du champ, ne sont donc pas à négliger, même si la miniaturisation reste la principale difficulté. Les antennes magnétiques planaires (positionnées tangentiellement) constituent également une alternative Figure 6 : Exemples d’antennes résilientes développées pour les applications WBAN, (a) MSA-BP (d’après [17]), (b) variante imprimée de l’antenne « COTAB » (proposée par H. G. Schantz en 2001) avec intégration d’un réflecteur arrière, développée pour la bande haute ULB 6 – 8.5 GHz (42 x 17 x 4.7 mm3 ) ; non publié. 98 REE N°5/2013 L’ULTRA LARGE BANDE IMPULSIONNELLE intéressante car elles sont mieux adaptées à l’excitation du mode dominant que les antennes électriques planaires. Pour ces dernières, on privilégiera les antennes peu sensibles au mode commun : les antennes équilibrées bien sûr (de type dipolaire), mais leur taille est en général supérieure à celle de leurs versions monopolaires, mais également les monopôles spécifiquement conçus en ce sens, telle que celle dévelop- pée dans l’équipe de Z. N. Chen (cf. [6] et sa réf. [6]). Il faut enfin mentionner le développement significatif des vêtements dits « intelligents », et dans ce cadre celui des an- tennes textiles. Plusieurs technologies sont déjà en dévelop- pement : tressage de fibres et de fils conducteurs, impression d’encres conductrices, etc. Outre les aspects technologiques, la variabilité des caractéristiques des antennes déformables est également un champ d’investigation ouvert, extrême- ment peu abordé jusqu’à présent. Antennes ULB pour les RFID Le développement des systèmes RFID ULB passifs ou semi-passifs, fondés sur de la modulation par rétrodiffusion, est relativement récent [3]. Très peu d’antennes ULB ont donc été spécifiquement conçues pour cette application, à l’exception notable de quelques antennes « hybrides » colo- calisées UHF/ULB. Les développements visent en effet, en tout cas à court terme, une compatibilité avec les systèmes UHF déjà existants, dont la technologie est plus mature. Cette hybridation permet également d’ « énergiser » le circuit ULB au moyen du signal UHF beaucoup plus puissant. Les dimen- sions des étiquettes obtenues, déterminées par celles des antennes, sont comparables à celles d’une carte de crédit (typiquement 80 x 50 mm2 ). La conception requiert une bonne isolation entre les éléments rayonnants et le contrôle de leur influence mutuelle, si possible en la minimisant. La conception de l’élément UHF reste cependant classique, fon- dée sur une adaptation conjuguée (l’impédance d’entrée de la puce UHF étant complexe). Que ce soit en UHF ou en ULB, l’omnidirectionnalité des antennes est généralement recherchée car l’orientation des étiquettes est indéterminée dans beaucoup d’applications. Cela est encore plus nécessaire lorsqu’on souhaite associer la fonctionnalité de localisation (Real-Time Location System RFID ou RTLS), fondée sur des techniques de triangulation impossibles à mettre en œuvre si l’étiquette n’est pas simul- tanément détectée par plusieurs lecteurs. La directivité ne favorise ainsi la détection (augmentant la couverture ou réduisant les contraintes de sensibilité) que pour certains systèmes particuliers dans lesquels la configuration géomé- trique est bien définie et contrôlée. Elle est dans tous les cas défavorable à la localisation. Ces considérations, valables pour les étiquettes isolées, doivent cependant être fortement nuancées lorsqu’on est amené à considérer l’influence de l’environnement immédiat, notamment des objets supports sur lesquels les étiquettes sont placées dans la grande majorité des cas. Lorsque les diffuseurs proches sont des objets diélectriques à faible per- mittivité, les conclusions précédentes restent globalement valides. S’il s’agit en revanche d’objets métalliques (ou à permittivité élevée), il a été montré que leur influence peut considérablement dégrader la détection, et par conséquent la couverture. Sauf à multiplier le nombre de lecteurs, la loca- lisation, plus impactée encore, peut se révéler impossible. La question de la résilience des antennes se pose donc ici aussi. Elle a été abordée dans quelques articles consa- crés à la conception d’antennes UHF robustes aux supports métalliques, mais essentiellement du point de vue de l’adap- tation. En ULB, comme nous venons de le voir, les difficultés proviennent principalement de la détérioration des caracté- ristiques directionnelles. Il s’agit donc probablement de trou- ver des compromis entre une directionnalité non contrôlée, imposée par l’environnement et une directionnalité maîtri- sée dès la conception. A notre connaissance, aucune étude de l’influence d’une directivité intrinsèque des étiquettes RFID ULB sur la portée (Read range) et la couverture, par exemple en fonction du nombre de lecteurs, n’a été publiée. Ce champ d’investigation reste donc ouvert. On ne peut probablement pas terminer ce paragraphe sans mentionner un thème de recherche très récent que nous appellerons systèmes RFID ultra-passifs, connus sous la terminologie anglophone Chipless RFID. Dans ces sys- tèmes, les étiquettes sont totalement passives, en ce sens qu’elles n’embarquent aucune électronique : elles ne néces- sitent aucun apport d’énergie, ni embarquée bien sûr (au- cune batterie), ni même externe (aucune « énergisation » par le lecteur). Le codage et l’identification des étiquettes reposent uniquement sur la signature électromagnétique du signal rétrodiffusé, lié à leur géométrie constituée d’un ensemble « codant » de motifs prédéfinis. Bien que les idées sous-jacentes – inspirées des principes d’identification de cibles radar – soient relativement anciennes, ce nouvel axe de recherche nous semble particulièrement intéressant, à la fois sur le plan scientifique (stratégie de codage, méthodes d’identification, etc.), et sur le plan des perspectives poten- tielles, notamment en termes de coût. Techniques de désensibilisation – résilience Il existe plusieurs techniques de désensibilisation des antennes aux effets de l’environnement proche. Pour les antennes à bande étroite, la plus connue et la plus simple en REE N°5/2013 99 Antennes ULB pour les réseaux corporels sans fil et les applications RFID général consiste à élargir la bande. Cette technique n’opère cependant que très partiellement dans le cas des BANs puisque, en dehors de l’adaptation, elle a très peu d’influence sur les effets directionnels et n’améliore pas le rendement global. C’est moins vrai pour les étiquettes RFID dont les objets support ou proches, lorsqu’ils sont essentiellement diélectriques, ne présentent pas de pertes aussi élevées. Le cas des supports métalliques nécessitent des approches spé- cifiques, abordées dans la suite. Une approche alternative (partiellement complémentaire) repose sur la concentration de l’énergie réactive dans un volume le plus faible possible. Une technique intéressante consiste à stocker cette énergie dans des éléments locali- sés, typiquement des capacités. Elle a été validée en bande étroite pour des antennes de très petite taille, conçues, no- tamment, en vue d’une intégration dans des implants com- municants. Cette technique semble toutefois difficilement applicable en ULB. Les autres approches sont fondées sur un écrantage du champ. La première fait appel à des matériaux composites à pertes ferrite/polymères habituellement utilisés à plus basse fréquence (HF/VHF). Cette technique a été utilisée avec succès dans la bande ISM à 2,45 GHz. Des feuillards rigides ou souples, collés sur la face antérieure des antennes, permettent de réduire significativement la désadaptation (detuning) due à l’effet de proximité (voir figure 7), tout en conservant une épaisseur réduite. Le mécanisme dominant est cependant davantage un effet de pertes qu’un effet ma- gnétique, la perméabilité des ferrites chutant beaucoup en centimétrique. Le gros avantage est que ces pertes, contrô- lées a priori, réduisent très efficacement la sensibilité à la proximité du corps ; elles sont de plus, en général, inférieures à celles qui résulteraient d’un contact direct avec celui-ci [16]. A notre connaissance, cette technique n’a pas été utilisée en ULB principalement pour deux raisons : d’une part elle introduit des pertes non négligeables, et d’autre part elle est uniquement destinée à empêcher un désaccord sérieux de la fréquence de résonance, ce qui n’est pas essentiel en ULB comme nous l’avons vu précédemment. Elle présente pour- tant le gros avantage de ne pas augmenter la taille de l’antenne, ni en surface, ni en épaisseur (ou quasiment, l’épaisseur de la couche de ferrite étant de l’ordre de 0,5 mm). L’écrantage du champ à l’aide d’un plan conducteur – que nous appellerons « réflecteur » – pose des difficultés d’intégration avec les antennes électriques planaires (mo- nopolaires ou dipolaires) puisqu’il a pour effet de les « court- circuiter » lorsqu’il est trop proche. On leur préfèrera donc des antennes magnétiques telles que les antennes à fente. Les publications sur le sujet sont relativement peu nom- breuses, les premières datant d’une dizaine d’années. Les antennes à fente étant par construction bidirectionnelles, leur objectif revendiqué a toujours été d’en augmenter la directivité en les rendant unidirectionnelles, y compris dans le cadre d’applications BAN/PAN (les scénarios BAN on-off étant alors plus spécifiquement concernés). Le recours à cette technique dans la conception d’antennes résilientes pour les BAN on-on ou pour les étiquettes RFID est plus ré- cente, l’antenne « MSA-BP » mentionnée plus haut en étant un exemple. Elle présente une bande d’adaptation à –10 dB de 3,6 à 5,7 GHz quasiment insensible à l’influence du corps pour une taille de 68 × 42 × 4,45 mm3 . Ces dimen- sions étant encore un peu élevées pour les applications BAN, des antennes plus petites (~ 70 × 25 mm2 ) mais plus épaisses (environ 10 mm) couvrant une bande plus large (3,1 – 6,7 GHz) ont été développées depuis pour des applications RFID et BAN. Il faut enfin souligner que l’utili- sation d’un plan réflecteur complique la miniaturisation des antennes, non seulement en augmentant significativement leur épaisseur (ce qui n’est pas rédhibitoire tant qu’elle reste compatible avec les contraintes applicatives, typiquement Figure 7 : CWPA (Coplanar Wire Patch Antenna) : (a) schéma, (b) désensibilisation de la fréquence de résonance avec une couche de ferrite (d’après [16]). 100 REE N°5/2013 L’ULTRA LARGE BANDE IMPULSIONNELLE en deçà de 10 mm), mais également leur surface : contenir, voire réduire, la surface à épaisseur donnée demeure en réalité l’aspect technique le plus délicat. Une dernière approche envisageable, bien qu’encore assez prospective, consisterait à écranter le champ à l’aide d’un mur magnétique artificiel. Les surfaces à haute impé- dance – ou conducteurs magnétiques artificiels (AMC) – sont des métamatériaux présentant un coefficient de réflexion en champ proche de +1. Ils peuvent donc être utilisés comme réflecteurs associés à des antennes élec- triques placées à très faible distance. L’application aux BANs ou aux RFID en ULB est cependant difficile pour au moins deux raisons : d’une part, l’encombrement des AMC est en général assez important, et d’autre part leur fonctionne- ment n’a été démontré jusqu’ici qu’en bande étroite à mo- dérée, ou en ULB mais en introduisant intentionnellement des pertes assez élevées. Le challenge est donc particuliè- rement ardu – si tant est qu’on puisse y arriver – d’ailleurs, à notre connaissance, aucune publication sur la question n’est parue jusqu’à présent. Conclusion Plusieurs aspects de la modélisation et de la concep- tion des antennes ULB pour les BANs et les RFID ont été présentés. Dans les scénarios BAN, on peut observer des variations de l’atténuation du canal extrêmement élevées d’une antenne à l’autre (de 20 dB et plus), toutes choses égales par ailleurs. Les modèles d’abstraction statistiques et paramétriques sont destinés à l’évaluation de perfor- mance des systèmes au niveau des couches physique, MAC et réseau. La conception d’antennes résilientes par diffé- rentes techniques de désensibilisation permet de réduire très significativement les variances. De plus, lorsqu’elle est fondée sur une méthode d’écrantage du champ peu dissi- pative, elle permet de réduire notablement les pertes par couplage dans la région de la source et d’améliorer ainsi très nettement le bilan de liaison. Cependant, le prix à payer est généralement une augmentation non négligeable de l’en- combrement. On devra donc choisir dans la conception des systèmes entre ces différentes stratégies, et faire des com- promis selon les besoins notamment en encombrement, bilan de liaison, sensibilité des récepteurs et contraintes réglementaires. Dans le cas des BANs, lorsque les effets de masquage sont trop sévères au regard des contraintes sys- tème précédentes, ou quand on souhaite réduire notable- ment les occurrences de rupture de liaison, des méthodes d’accès et réseau fondées sur des techniques multi-sauts ou coopératives, constituent une alternative très intéres- sante (cf. par ex. [19]). Remerciements L’auteur tient à remercier Yunfei Wei pour la conception et la mesure in situ des antennes « MSA » et « MSA-BP » [17], ainsi que Raffaele D’Errico et Laurent Ouvry (CEA Leti) pour le prêt des antennes ALVA. Références [1] B. Zhen, “Technical Requirements Document (TRD)“, IEEE 802.15 Task Group 6 Document, Sept. 2008. [2] P. S. Hall, Y. Hao, “Antennas and Propagation for Body- Centric Wireless Communications”, Artech House, 2006. [3] D.Dardari,R.D’Errico,C.Roblin,A.Sibille&M.Z.Win,“Ultrawide Bandwidth RFID: The Next Generation?“, Proceedings of the IEEE, vol. 98, n° 9, pp. 1570-1582, Sept. 2010. [4] X. 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L'AUTEUR 102 REE N°5/2013 L’ULTRA LARGE BANDE IMPULSIONNELLE Marc Heddebaut1 , Fouzia Boukour1 , Bouna Fall1, 2 , Atika Rivenq2 Institut Français des Sciences et Technolo- gies des Transports, de l’Aménagement et des Réseaux1 , Université de Valenciennes et du Hainaut Cambrésis2 Champ d’application de l’ULB en transport ferroviaire Au cours des dernières années, les besoins expri- més par les opérateurs et les industriels du transport ferroviaire en termes de sécurité et de qualité de service n’ont cessé d’évoluer. Quel que soit le type d’application ou d’environnement, l’échange d’infor- mations entre le matériel roulant et l’infrastructure fer- roviaire constitue un axe de recherche essentiel afin de répondre à ces besoins. De même, la localisation précise des matériels de transport constitue un enjeu majeur pour la signalisation ferroviaire. Par ailleurs, l’évolution rapide des moyens de transport en termes de vitesse de déplacement alliée à la complexité ainsi qu’à la diversité des environnements rencontrés pose des difficultés et fait apparaître des limites quant à l’établissement et au maintien de cet échange, mais également quant à la localisation précise et sûre des matériels. Pour s’adapter à cette évolution, ces fonc- tions, à l’interface entre le matériel roulant et l’infras- tructure, s’appuient de plus en plus sur de nouvelles technologies de l’information et de la communication. Des concepts nouveaux apparaissent, ouvrant la voie à un large éventail d’applications et de solutions des- tinées à l’industrie ferroviaire. L’arrivée de nouvelles techniques radio a contribué au développement de systèmes innovants, aptes en particulier à remplir certaines fonctions avancées de contrôle-commande ferroviaire. L’échange d’informa- tion et la localisation des mobiles peuvent ainsi être, selon le cas, continus ou discontinus. Dans le cas des transports guidés urbains, les télécommunications, essentiellement sol-trains, fonctionnent en général à un débit de quelques Mbit/s, exploitent des points d’accès installés le long des voies et, selon l’industriel fournisseur du système de signalisation ferroviaire, utilisent soit des modems radio propriétaires, soit des modems radio dérivés de normes existantes. Ces modems radio exploitent des bandes de fréquences étroites dédiées à cet usage. La localisation des trains utilise de son côté des capteurs embarqués (roue phonique, radar Doppler pointant vers le ballast…), dont les informations sont traitées conjointement dans une centrale odométrique, ainsi que différentes formes de balises au sol permettant de compenser les dérives de ces capteurs embarqués. L’ULB (Ultra Large Bande ou Ultra Wide Band - UWB) est une technique radio de transmission à très haut débit prometteuse pour ces applications ferro- viaires. L’ULB possède comme atouts d’être capable d’assurer à la fois une communication sans fil à haut débit et une localisation d’objets ou de personnes avec une bonne résolution spatiale (résolution poten- tiellement décimétrique). Au titre des inconvénients, Perspectives d’utilisation de l’ULB en exploitation ferroviaire This contribution considers the use of the UWB technique for railway transportation. Potentially, UWB can simultaneously offer ground to train communication, train positioning and obstacle detection in front of the trains, using basically the same radio approach. The UWB technique can be used for ground to train spot communication and positioning. It can also be used to support inside the train communication and positioning. Moreover, UWB radio associated to Time Reversal (TR-UWB) can pro- vide some interesting advanced railway functions. Focusing the radiofrequency energy in certain areas of interest in order to provide communication in specific areas or to support passenger and staff services is one of these advantages. This combina- tion provides a challenging, economically significant, as well as technically effective alternative solution to existing technologies used in railway. Moreover, the TR-UWB technique delivers improved performance over the UWB alone positioning approach that could benefit the development of some railway positioning applications. ABSTRACT REE N°5/2013 103 Perspectives d’utilisation de l’ULB en exploitation ferroviaire le débit potentiel, qui peut atteindre 500 Mbit/s à proximité immédiate de l’émetteur, décroît rapidement après quelques dizaines de mètres de portée [1]. L’ULB s’avère ainsi complé- mentaire d’autres techniques déjà employées en ferroviaire telles que le GSM-Railway permettant des communications à bas débit sur quelques kilomètres [2]. Nous classerons les applications ferroviaires de l’ULB en deux classes que nous présentons successivement. Communication matériel roulant - infrastructure La figure 1 fournit une illustration de la première classe d’applications que nous avons identifiée. Celle-ci est dédiée à l’échange d’informations entre matériel roulant et infras- tructure. Un ensemble de points d’accès ULB espacés d’une distance notée « d » sont disposés le long de l’infrastructure et reliés par un backbone de communication fixe. Les points d’accès ULB permettent l’échange de données avec le maté- riel roulant grâce à un modem radio ULB monté sur celui-ci. La distance « d » peut être de quelques dizaines de mètres et une communication continue peut être offerte entre maté- riels roulants et infrastructure ou, être plus élevée, et n’autori- ser de ce fait que des communications de loin en loin, sous la forme de zones limitées de communication où les échanges de données s’avèrent nécessaires. La capacité de localisation précise fournie par l’ULB im- pulsionnel peut être utilisée afin de localiser précisément le matériel roulant par rapport aux points d’accès le long de l’infrastructure. Entre ces points d’accès ou balises, une navi- gation à l’estime est pratiquée, exploitant les capteurs embar- qués à bord du train. La précision de localisation demandée peut être importante, s’il s’agit par exemple d’arrêter préci- sément le matériel roulant devant des portes palières dispo- sées en station. Cet aspect localisation sera étudié plus en détail dans la suite de cet article. Puisque le matériel roulant possède généralement une longueur significative par rapport à la portée de la com- munication ULB, limitée à quelques dizaines de mètres, la configuration de la figure 1 peut être complétée et plusieurs équipements ULB peuvent être installés consécutivement le long du matériel roulant. Ils dialoguent ainsi avec des points d’accès disposés le long de l’infrastructure qui peuvent par cette disposition être plus espacés, d’une longueur au moins égale à celle d’un train, tout en conservant une communica- tion continue sol-trains. Communication intra matériel roulant La figure 2 illustre la seconde classe d’application ferro- viaire identifiée. Il s’agit des applications embarquées à bord du matériel roulant, voire en stations. Des points d’accès ULB sont disposés à l’intérieur des voitures, reliés entre eux par un backbone. Ces points d’accès permettent d’échanger des informations à l’intérieur du véhicule avec les usagers et les personnels de bord mobiles ou stationnaires. L’importante bande passante disponible autorise notamment la diffusion de données nécessitant de forts débits de communication. Dans les environnements particuliers présentés en figures 1 et 2, l’environnement de propagation s’avère complexe. De ce fait, le phénomène des trajets multiples associés à la propagation dans ces canaux de propagation peut engen- drer des problèmes pour la communication. L’ULB présente l’atout de pouvoir pallier correctement ce problème grâce à la largeur de bande employée. En effet, la transmission Figure 1 : Application de la technique radio ULB à la communication matériel roulant infrastructure. 104 REE N°5/2013 L’ULTRA LARGE BANDE IMPULSIONNELLE s’effectuant en exploitant une bande passante large permet de résoudre un nombre important de trajets multiples et de diminuer ainsi la probabilité d’évanouissement du signal liée à la sélectivité en fréquence. Malgré cela, le processus de collecte d’énergie disper- sée dans un canal riche en multi-trajets au niveau du récep- teur reste une tâche délicate, sans oublier le faible niveau des puissances émises autorisées en ULB. Ceci veut dire que l’économie d’énergie et de coût, associée à l’ULB, peut être remise en cause par l’obligation de recourir à des ar- chitectures de récepteur complexes exploitant un nombre important de corrélateurs. Ainsi le couple d’exigences « bas coût – bonne estimation des trajets » devient une combinai- son difficile à satisfaire. Le pré-filtrage par retournement temporel (RT) a été pro- posé récemment comme solution pour réduire cette com- plexité, et par conséquent préserver, pour l’ULB, l’avantage bas coût, basse consommation. Un changement au niveau de l’émetteur s’avère cependant requis puisque le traitement d’égalisation et de précodage doit désormais être assuré à ce niveau. L’opération consiste globalement à compenser, à l’émetteur, tous les retards de propagation introduits par le canal de propagation afin que les signaux arrivent simul- tanément au récepteur et ne soient plus dispersés. Cette technique originaire de l’acoustique [3] sera rappelée plus en détail plus loin dans cet article mais nous attirons dès à présent l’attention du lecteur sur le potentiel que présente cette association entre ULB et retournement temporel qui ouvre la possibilité de focalisation dans le temps et l’espace des signaux émis. La focalisation dans l’espace permet, par exemple, de diriger des signaux radio propres à certains ser- vices vers un personnel de bord spécifique ou d’offrir un service focalisé vers certaines zones situées à l’intérieur ou à l’extérieur des trains, offrant ainsi des perspectives d’appli- cations innovantes. Nous poursuivons cet article en présentant la réglementa- tion s’appliquant à cette technique radio ULB en environne- ment ferroviaire. Réglementation relative à l’utilisation de l’ULB en transport ferroviaire Pour l’ULB, comme pour toute technique radio, une régle- mentation est nécessaire avant de l’introduire sur le marché. Cette réglementation permet d’assurer la coexistence entre les différents systèmes occupant le spectre radioélectrique. Pour les applications ferroviaires, l’ETSI a précisé ces élé- ments de réglementation en particulier dans son rapport technique TR 101 538 [4]. Dans ce document, l’organisme de normalisation européen du domaine des télécommunica- tions précise l’intérêt de l’ULB pour les besoins de localisa- tion ferroviaire. Des émetteurs ULB peuvent ainsi fonctionner depuis les trains et des équipements ULB au sol peuvent être utilisés en émetteur ou en récepteur ou en émetteur/ récepteur afin d’assurer le suivi et la localisation de ces trains. L’ETSI mentionne dans son rapport que « quel que soit le type de système ULB à installer à bord et dans les infras- tructures fixes, l’adoption d’émetteurs ULB doit améliorer les performances du système et maximiser sa disponibilité pour les portées s’étendant jusqu’à 50 mètres et plus ». Les réglementations radio pour les applications ferroviaires sont rappelées dans les clauses 4.1 et 4.2 du rapport de l’ECC reprises par l’ETSI. Nous en rappelons quelques paramètres dans le tableau 1. De façon générale, ces systèmes ULB ferroviaires doivent fonctionner dans les bandes 3,1 et 4,8 GHz ou 6 GHz à 8,5 GHz, opérer principalement en visibilité directe (Line-Of- Figure 2 : Application de la technique radio ULB à la communication intra matériel roulant. REE N°5/2013 105 Perspectives d’utilisation de l’ULB en exploitation ferroviaire Sight – LOS), avec une densité spectrale de puissance (DSP) moyenne maximale limitée à -41,3 dBm/MHz, telle qu’impo- sée de façon plus large par la normalisation pour d’autres applications industrielles. Considérons de façon plus précise le cas de figure repré- senté sur la figure 2 précédente où une technique radio ULB est déployée à l’intérieur du matériel roulant. On observe à partir du tableau 1 que l’utilisation à bord des trains, quel que soit l’environnement de celui-ci, est autorisée sans déclara- tion et sans licence dans les gammes 3,1 GHz < F < 4,8 GHz et 6 GHz < F < 8,5 GHz. Cette autorisation vaut à la triple condition que le gabarit de puissance normalisé ULB soit res- pecté (PSDmoy -41,3 dBm/MHz), que la structure du train apporte un découplage vis-à-vis de l’extérieur d’au moins 10 dB et qu’un faible facteur d’activité soit respecté (Low Duty Cycle de 5 % du temps par émetteur et par seconde – le facteur d’activité doit également être inférieur à 1,5 % par minute). Indiquons ici qu’aux fréquences considérées un découplage intérieur/extérieur du train de plus de 10 dB est obtenu le plus souvent dès lors que les sources ne sont ni proches ni dirigées vers les ouvertures vitrées. En environne- ments souterrains ou clos, tels que dans le cas de nombreux transports guidés urbains construits en sites propres, seule la limite d’utilisation de -41,3 dBm/MHz est à respecter pour une utilisation sans déclaration ou licence dans les bandes 3,1 GHz < F < 4,8 GHz et 6 GHz < F < 8,5 GHz. Reprenons maintenant le cas de la figure 1 relatif à l’ins- tallation d’équipements ULB à la voie. Le tableau 1 donne les précisions disponibles dans le rapport TR 101 538. Celui-ci n’effectue pas à ce stade de distinction selon que cette ins- tallation à la voie s’effectue en environnement confiné ou en extérieur. La spécification technique ETSI TS 103 085 (2012- 10) [5] procure plus d’informations à ce sujet et fournit par contre des indications concernant les équipements installés à bord du train pour communiquer avec la voie et, à la voie, pour communiquer avec le train. Depuis le train, une DSP de - 53,3 dBm/MHz est en particulier autorisée moyennant certains contrôles de non interférence dans la bande 6 GHz à 8,5 GHz. Depuis l’infrastructure, moyennant la mise en œuvre d’un processus national d’enregistrement et de coor- dination et un faible temps d’activité, la bande de fréquences 3,4 GHz à 4,8 GHz peut être employée. Nous renvoyons toutefois le lecteur intéressé en particu- lier à ces deux références ETSI pour connaitre le détail de la réglementation en vigueur. Poursuivons maintenant cette analyse par une présenta- tion de l’association entre cette technique radio ULB et celle de retournement temporel. ULB et retournement temporel Rappel du principe et intérêt de l’association à la technique radio ULB L’utilisation du pré-filtrage par retournement temporel (RT) a été proposée pour réduire la complexité d’un équipe- ment de réception ULB. Cette technique de RT fonctionne en deux phases importantes illustrées par la figure 3. Considé- rons une liaison émetteur-récepteur notée A-B. Dans une première phase, le canal de propagation est sondé et sa réponse impulsionnelle (RI - Channel Impulse Response - CIR) est déterminée puis retournée et enregis- trée au niveau de l’émetteur A. Cette opération de sondage de canal s’avère très simple dans le cas où l’on utilise une émission ULB en régime impulsionnel. En effet, dans ce cas, le récepteur obtient directement la réponse impulsionnelle du canal ; il reçoit dans un premier temps l’impulsion reçue via le trajet direct, lorsque celui-ci existe puis, successivement décalés dans le temps et atténués, les signaux réfléchis et dif- fractés sur les obstacles situés dans le canal de propagation. Dans une seconde phase, une fois cette réponse impul- sionnelle acquise et connue de l’émetteur, l’opération de Bande de fréquences Aire d’opération Type de licence requis Valeur maximale de la densité spectrale moyenne de puissance 3,1 < F < 4,8 GHz et 6 < F < 8,5 GHz Usage générique à bord des véhicules ferroviaires Sans déclaration, sans licence - 41,3 dBm/MHz (sans dépasser - 53,3 dBm/ MHz à l’extérieur, hors du train) avec implémen- tation de la LDC (Low Duty Cycle) 3,1 < F < 4,8 GHz Usage à bord des véhicules ferroviaires opérant en souterrain ou en environne- ment fermé Sans déclaration, sans licence - 41,3 dBm/MHz 6 < F < 8,5 GHz Usage à bord des véhicules ferroviaires opérant en souterrain ou en environne- ment fermé Sans déclaration, sans licence - 41,3 dBm/MHz 3,4 < F < 4,8 GHz Emetteurs ULB extérieurs fixes (en milieu découvert) Système déclaré - 41,3 dBm/MHz en extérieur, en installation fixe, soumise à une obligation de détection d’activité dans la bande et à une déclaration/ coordination d’activité Tableau 1 : Résumé de la régulation des fréquences pour l’ULB en environnement ferroviaire. 106 REE N°5/2013 L’ULTRA LARGE BANDE IMPULSIONNELLE retournement temporel consiste à émettre les signaux dans l’ordre inverse de leurs arrivées afin que ceux-ci arrivent simultanément et focalisent temporellement au récepteur. Cette opération s’effectue grâce au transit des données à travers un pré-filtre canal qui possède comme réponse im- pulsionnelle la réponse impulsionnelle retournée, enregistrée précédemment, assurant le précodage canal. Les signaux sont ensuite injectés dans le canal de transmission. Ce fonc- tionnement est décrit plus en détail par la figure 3 et repré- senté rigoureusement par les équations 1 à 3. Le signal reçu par B est décrit par l’équation 1 : (1) sA et sB sont respectivement le signal émis et le signal reçu. désigne l’opération de convolution et CIR*AB (-t) représente la version retournée et complexe conjuguée de la réponse impulsionnelle du canal de la liaison A-B. L’équation 2 définit la nouvelle réponse équivalente. (2) équation où Rauto AB constitue la fonction d’auto corrélation du canal liant A à B. Le signal reçu (ou intercepté) par un autre récepteur voisin aura la forme fournie par l’équation 3. (3) Les retards de propagation introduits par le canal de pro- pagation sont donc ainsi très exactement compensés au ré- cepteur situé en B. Tous les signaux direct et réfléchis arrivent simultanément au récepteur et l’on obtient une focalisation dans le temps optimale pour ce canal de propagation particu- lier. Plusieurs émetteurs et plusieurs récepteurs peuvent éga- lement être utilisés afin d’améliorer cette focalisation. Celle-ci n’est cependant obtenue que pour le canal de propagation existant dans cette liaison A-B. Un déplacement du récepteur ou de l’émetteur entraînera une modification du canal de propagation et se soldera par une perte de focalisation spa- tiale et temporelle des signaux fonction de la modification du canal de propagation générée par ce déplacement. Le premier intérêt qui découle de cette concentration spa- tio-temporelle de l’énergie est la simplicité de détection. En effet, avec la focalisation temporelle, le récepteur n’a plus à estimer des trajets nombreux puisque tous les temps de retard liés aux multitrajets sont compensés. Par comparaison à un récepteur RAKE, le nombre de corrélateurs nécessaires diminue de façon significative. Avec la focalisation spatiale, le signal utile sera destiné, uniquement et sans traitement ou décodage multi-utilisateurs, à la réception, préférentiellement au récepteur cible. On pourra donc focaliser des signaux vers des utilisateurs particuliers ou limiter la capacité d’intercep- tion de ces signaux par des utilisateurs non destinataires. Ce fonctionnement s’apparente à une forme de multiplexage par division de l’espace (SDMA) où le chemin à emprunter par le signal vers la cible est déjà connu à l’émission et retracé grâce à l’opération de pré-filtrage. Cependant, l’efficacité de cette technique dépend principalement de l’opération d’estimation du canal. S’il n’est pas stationnaire, le canal doit donc être estimé à des intervalles réguliers, fonction de l’application. Exemple d’application, cas de la focalisation spatiale Afin d’illustrer ce raisonnement, considérons l’exemple simple constitué par un tunnel vide, de longueur infinie et de dimensions transversales 6 x 6 m dans lequel nous émet- Figure 3 : Schéma synoptique d’une chaine de transmission à RT. REE N°5/2013 107 Perspectives d’utilisation de l’ULB en exploitation ferroviaire tons des signaux ULB. L’émetteur est centré dans un plan de section transversale du tunnel. L’émetteur et le récepteur sont assimilés à des points sources. L’axe des x est l’axe ver- tical, l’axe des z est l’axe longitudinal du tunnel. Nous utilisons la méthode des rayons associée à celle des images afin de calculer l’énergie totale reçue en un point de réception [6]. Nous prendrons en compte ou non l’opération de retourne- ment temporel. La figure 4 illustre la distribution de l’énergie normalisée reçue sur une grille disposée dans un plan de mesure x, z, dans le cas où le RT n’est pas utilisé. On observe la répar- tition d’énergie dans la grille de dimensions explorées soit 5 m < z < 5,5 m et 5 m < x < 5,3 m, le récepteur est centré latéralement. Le pas de calcul utilisé est de 2 cm. L’échelle des gris exploite une dynamique de 10 dB. Ce premier ré- sultat montre que l’énergie radiofréquence est répartie sur toute la grille représentée. Dans cet environnement riche en réflexions, l’énergie fluctue significativement d’un point à un autre de la grille, sans toutefois que l’on note de concentra- tion particulière dans une zone de cette grille. Sans modifier les conditions opératoires, nous appliquons maintenant l’opération de RT. Pour évaluer les performances en termes de focalisation spatiale, nous sélectionnons des coordonnées cibles de réception z = 5,08 m et x = 5,14 m pour lesquelles l’estimation du canal est effectuée. Nous cal- culons ensuite le signal reçu en modifiant progressivement ces distances x et z, tout en conservant notre estimation de canal effectuée initialement pour les coordonnées cibles. Avec l’utilisation du RT, la figure 5 montre que, cette fois, l’énergie est maximale dans la zone cible et décroît au fur et à mesure que l’on s’éloigne de cette position cible. Le canal de propagation évolue et n’est progressivement plus compensé par l’opération de RT mise en œuvre à la position cible. Le lecteur trouvera plus de résultats quant à l’évaluation de cette technique de retournement temporel associée à l’ULB en [7]. Poursuivons maintenant cette présentation par une ana- lyse de la capacité de localisation associée à cette technique radio ULB avec, ou sans retournement temporel. Localisation relative précise Outre la communication, la localisation des trains consti- tue un autre enjeu primordial pour le transport ferroviaire. La localisation d’un train sur un système à cantons fixes consiste à déterminer de façon sûre le canton qu’il occupe. Un can- ton fixe est une zone de la voie dont la longueur s’étend de quelques centaines de mètres à quelques kilomètres et où ne peut rigoureusement être présent à un moment donné, au plus, qu’un seul train. Des circuits de voie assurent la fonction de détection de présence d’un train sur un canton. Une préci- sion de localisation nettement supérieure s’avère cependant bien souvent requise. La rame accède ainsi à la distance par- courue et à sa vitesse de déplacement grâce à l’utilisation de ses capteurs embarqués. Au sol, des balises sont disposées de loin en loin afin de corriger les erreurs cumulées résultant de l’utilisation de ces capteurs embarqués (l’usure des roues, les phénomènes de patinage et d’enrayage ou encore la pré- sence d’eau sur la voie constituent autant de facteurs cumu- latifs d’erreur pour les roues phoniques et radars employés). Afin de compenser ces erreurs accumulées, les balises four- nissent une information de recalage de distance au passage des trains. Lorsque le train évolue à proximité immédiate de Figure 4: Energie reçue sur une grille de réception sans RT. Figure 5 : Energie reçue sur une grille de réception avec RT. 108 REE N°5/2013 L’ULTRA LARGE BANDE IMPULSIONNELLE la balise au sol, il interroge celle-ci et reçoit en retour l’infor- mation de point kilométrique associé. Le train considère dès lors cette valeur en tant que nouvelle position absolue réelle, effaçant ainsi toutes les dérives accumulées depuis la lecture du précédent point kilométrique. Cette information de loca- lisation est exploitée par le train lui-même et, le cas échéant, est retransmise au sol, associée à son identifiant. Des don- nées entre trains et sol peuvent également être échangées localement lors des brefs temps de passage au-dessus de ces balises. Le débit de communication doit de ce fait être élevé. Plusieurs techniques nouvelles sont actuellement envisa- gées afin d’assurer la localisation absolue des trains ou des rames. Parmi celles-ci, les techniques de navigation par satel- lites constituent une piste intéressante avec notamment l’arri- vée de nouvelles constellations telles que Galiléo. Elles n’ont cependant pas actuellement démontré le niveau de sécurité exigé car elles ne procurent pas le niveau d’intégrité du signal requis pour un emploi en signalisation ferroviaire. Elles sont en outre non opérationnelles en zones masquées (tunnels…). La technique radio ULB répond à la majorité des exigences des transports guidés et ferroviaires en termes de localisation : - portionnelle à la largeur de bande du signal utilisé, l’ULB permet en conséquence d’obtenir une excellente résolution submétrique ; - nement ferroviaire de fonctionnement ; s’affranchir, dans une large mesure, de la sélectivité en fré- quence du canal ; - posé par la normalisation de la technique utilisée ; être conjuguées aisément. L’ULB rend possible un système de localisation précis, effi- cace et qui de plus permet de porter les communications nécessaires. Le lecteur trouvera plus de détails concernant les performances des systèmes de localisation basés sur la technique ULB dans les références [8] et [9]. Les performances de la technique ULB sont encore plus intéressantes lors de l’association de l’ULB et du RT. En effet, dans certains cas d’environnement de propagation, notam- ment dans des environnements confinés de type tunnel, cette association apporte des améliorations significatives par rapport à la technique radio ULB employée seule. La figure 6 illustre une étude comparative entre le système de localisa- tion basé sur la technique ULB et celui basé sur l’ULB-RT en termes d’erreur de localisation. Cette comparaison a été réalisée en utilisant le modèle de canal IEEE 802.11.3a [10]. Ce modèle de canal se fonde sur des mesures prises dans des environnements intérieurs (ré- sidences, appartements, bureaux). Il s’appuie sur l’approche dite de Saleh Valenzuela avec une distribution log-normale des amplitudes des trajets. Ce modèle reflète le compor- tement de la propagation des signaux ULB sur de courtes portées (0 à 10 m) dans quatre scénarios différents : de 0 à 4 m ; directe, de 0 à 4 m ; de 4 à 10 m ; - recte avec une importante dispersion des retards rms 25 ns. Sur cette figure 6 et pour chaque configuration considé- rée, nous observons que le RT apporte une amélioration de la précision de localisation. Cette comparaison montre à nou- veau l’intérêt de l’utilisation du RT associé à l’ULB dans ces environnements de propagation complexes. Perspectives et conclusion La technique radio Ultra Large Bande constitue une solu- tion efficace pouvant être exploitée en environnement ferro- viaire dès lors qu’une communication fiable, à faible portée Figure 6 : Comparaison ULB et RT-ULB dans le cas de canaux IEEE 802.15.3a. REE N°5/2013 109 Perspectives d’utilisation de l’ULB en exploitation ferroviaire mais à très haut débit ainsi qu’une capacité de localisation précise sont requises. Les performances atteintes sont main- tenues dans de nombreux environnements, y compris com- plexes, tels qu’en zones confinées (tunnel, gares, dépôts…). Autorisée et reconnue par l’ETSI pour les applications de localisation, l’ULB peut en outre assurer les besoins en com- munication prioritaires tels que la signalisation, l’optimisation du trafic, les annonces sur le trafic, voire de sécurité (appel d’urgence), et des besoins moins prioritaires visant le confort et la distraction du voyageur tels les services multimédias et internet à la place. Des résultats issus de simulation et d’ex- périmentations menées dans des environnements contrôlés (chambre anéchoïque, laboratoires) ont été diffusés. D’autres travaux, pour certains en cours dans des environnements réels, sont menés afin de transférer vers les opérateurs et industriels ferroviaires tous les éléments scientifiques et techniques requis. Piloté par un industriel ferroviaire, un pro- gramme de recherche et de développement d’une nouvelle balise ferroviaire de communication et de localisation (projet « new balise ») exploitant la technique ULB vient ainsi d’être décidé en octobre 2013 au titre des nouveaux projets colla- boratifs de R&D impliquant le pôle de compétitivité I-Trans, dans le cadre des priorités de politique industrielle nationale. Références [1] M. G. Di Benedetto, G. Giancola, “Understanding UWB radio fundamentals”, Prentice Hall, 2004. [2] J. Cellmer, « Le réseau GSM-R de RFF », REE, n° 3, pp. 45-52, 2012. [3] A. Derode, P. Roux & M. Fink, “Robust acoustic time reversal with high order multiple scattering”, Physical review letters, vol. 75, pp. 4206-4209, 1995. [4] ETSI, “Technical Report TR 101 538 v1.1.1”, 2012-10. [5] ETSI, “Technical Specification TR 103 085 V1.1.1”, 2012. [6] S. F. Mahmoud, J. R. Wait, “Geometrical optical approach for electromagnetic wave propagation in rectangular mine tunnels”, Proc. Radio Science, vol. 5, p. 1147-1158, 1974. [7] H. Saghir, M. Heddebaut, F. Elbahhar, A. Rivenq, J.-P. Ghys & J.-M. Rouvaen, “Train-to-wayside wireless communication in tunnel using ultra-wide-band and time reversal”, Transportation Research Part C: Emerging Technologies, vol. 17, pp. 81-97, 2009. [8] B. Fall, F. Elbahhar, M. Heddebaut & A. Rivenq, “Time Reversal-UWB Positioning Beacon for Railwail Application”, chez Indoor Positioning and Indoor Navigation Conference (IPIN 2012), Sydney, 2012. [9] F. Elbahhar, B. Fall, M. Heddebaut & A. Rivenq, “Indoor positioning system based on the UWB technique”, chez Indoor Positioning and Indoor Navigation Conference (IPIN 2011), Guimarães, Portugal, 2011. [10] J. Foerster, “Channel Modeling Sub-committee Report”, 2002. Marc Heddebaut et Fouzia Boukour sont chercheurs à l’Institut Français des Sciences et Technologies des Transports, de l’Aménagement et des Réseaux (IFSTTAR). Atika Rivenq est professeur à l’Université de Valenciennes et du Hainaut Cam- brésis (UVHC). Bouna Fall a récemment soutenu sa thèse de doctorat sur ce thème de recherche en collaboration entre ces équipes de recherche. LES AUTEURS