Systèmes MIMO et codage spatio-temporel

21/10/2017
Publication REE REE 2005-4
OAI : oai:www.see.asso.fr:1301:2005-4:20545
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Systèmes MIMO et codage  spatio-temporel

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Dossier TRÈS COURTE OU TRÈS LONGUE PORTÉE ? Systèmes MIMO et codage spatio-temporel Par Didier LERUYET,Berna OZBEK CNAM Mots clés Système decommunication, Canal à évanouissement, Antennes multiples, Codage decanal, Capacité Introduction Par rapport aux communications filaires, les com- munications sans fil subissent en fonction du temps des évanouissements dus aux multi-trajets et des atténuations liées aux obstacles rencontrés (bâtiments, collines...). Ces phénomènes dégradent fortement les performances de ce type de communication. Les systèmes multi-antennes à l'émission et à la réception (Mi (Iti inl ? tit iiitilti otttl) i,it, MIMO eii anglais) permettent théoriquement d'accroître la capacité des liens de communications sans fil par rapport aux sys- tèmes composés d'une seule antenne à l'émission et à la réception (Siiigle input single otitl,lit, SISO en anglais). En faisant l'hypothèse que les trajets entre chaque anten- ne d'émission et de réception sont indépendants, Foshini [6] et Telatar [17] ont démontré que la capacité théorique du canal MIMO avec NI antennes à l'émission et N, antennes à la réception croit linéairement avec min (N,, N,). Les systèmes MIMO sont l'un des principaux axes de développement pour augmenter les débits des communi- cations sans fil et, bien que les premiers travaux publiés sur ce sujet ne datent que de quelques années, nous assistons à un très rapide développement de cette technologie avec des applications déjà envisagées dans les réseaux locaux sans fil et les réseaux de communication de 3 " " oénération. c Les systèmes MIMO sont par exemple proposés pour le futur standard de réseau local sans fil IEEE 802. 1 ln où l'objectif est d'atteindre des débits supérieurs à 100 mégabits par seconde pour les applications vidéo. Les systèmes MIMO présentent deux avantages majeurs par rapport aux systèmes SISO : 1) grâce à l'apport de la diversité spatiale ils permettent d'améliorer la qualité du lien en s'affranchissant des évanouissements des canaux 2) par multiplexage spatial, ils permettent d'augmenter le débit d'information sans augmenter la bande passante ou la puissance transmise. Le principe de base des systèmes MIMO consiste donc à combiner les signaux judicieusement, tant à l'émission qu'à la réception, pour exploiter la diversité spatiale et donc réduire les effets des évanouissements ou pour augmenter le débit de transmission. c Dans cet article, après avoir introduit les systèmes MIMO et leurs capacités, nous nous intéresserons aux procédés de codage et de décodage permettant d'atteindre proce e e & les limites théoriques. Finalement nous présenterons les avancées récentes et les travaux de standardisation en cours de développement. SSENTIEL SYNOPSIS Cet article présente une synthèsedes systèmes de transmission sans fil à plusieurs antennes à l'émission et à la réception Après avoir introduit les capacités théoriques des systèmes mu ! ti-antennes, nous présentons différentes familles de codes spatio-temporels et d'algorithmes de décodage associés. Ces codes permettent d'exploiter les gains de multiplexage et de diversité des systèmes muki-antennes. Nous montrerons que lorsque les codes spatio-temporel sont associés à des codes externes,il est alors possible des'approcherde lacapacitéthéorique des systèmes mu ! ti-antennes. Nous considéreronségalement le cas des canaux sélectifs en fréquence où les codes spatio-tem- porels sont alors combinésavec la technique OFDM. Finalement nous présenterons quelques-unesdes applicationsenvisagées. In this paper,we give an overview of wireless communication systems using multiple transmlt and multiple receive antennas. We first introduce the theoretical capacities of these systems. Then we present the main families of spatio-temporalcodesand their associated decoding algorithms. These codes allow us to exploit the multiplexingand diversity gain of the multiple antenna systems. Then we show that space time codes associatedto channelcodes can achieveperformanceclose to the capacityof the multiple antenna systems. We also consider frequencyselec- tive channels, where it is possible to combine the space time codeswith the OFDMtechnique. Finalywe give some of the pos- sible applicationsof spacetime coding. REE N 4 A\,t il 2005 Dossier TRÈS COURTE OU TRÈS LONGUE PORTÉE ? (,ilbin,lirc' codage et modulation '\t fmtpnnps Li éliiiioii h, hN,\t'L /y -,-, (\indc coepUon \ iiiterilie (i [l'il ti do I'é (,Optloll transmis ;ion décodage et 1 demodulatint le Il i ri ] i 1. ( Figure I. Système de transmission sans fil MIMO. 2. Capacité et gain des systèmes MIMO Soit un système MIMO composé de NI antennes à l'émission et de A. antennes à la réception comme illustré sur la figure 1. Le signal reçu Yj à chaque instant sur la y " antenne de réception est la somme des symboles bruités issus des NI signaux transmis : , j ==Vc + , Ji i (1) où h i est le gain du canal non sélectif en fréquence entre i & l'antenne d'émission i et l'antenne de réception j et est le bruit additif qui est modélisé par des échantillons indépendants et suivant une loi gaussienne centrée de variance N012 par dimension réelle. Le rapport signal à bruit (RSB) par antenne de réception est défini par RSB = EsI No. Soit la matrice du canal MIMO H de dimension N. x N, suivante : H 4 h, 'f (2) iL linr 1 r h NI Alt L'équation (1) peut s'écrire sous une forme matriciel- le comme suit : y=Hc+n (3) où y et n sont respectivement les vecteurs de réception et de bruit de dimension N, x 1. 2.1. Capacité d'un canal MIMO Considérons un système MIMO avec Nt antennes d'émission et N, antennes de réception. On suppose que le récepteur connaît parfaitement le canal alors que l'émetteur ne dispose pas de la connaissance du canal. Le canal MIMO défini par la matrice H peut être décomposé en plusieurs canaux (SISO) parallèles en utilisant la décomposition en valeurs propres (SVD) comme suit : H=UEV (4) où U et V sont des matrices unitaires et L est la matrice dia- gonale Y= cliag (.F,.v,... 1 FÂr 0>... >0) où i (i = I.,.,r) sont les valeurs propres non nulles de HHH (en considérant que NI : N,.). Le nombre de valeurs propres r est le rang de la matrice de canal H et est égal à min ? N,), En appliquant un pré-traitement aux symboles transmis (Vc) du coté de l'émetteur et un post-traitement à la réception (Ly) on obtient la relation uHy = UH (UEVH) VC + UHn = Ec + n (5) o où n est encore gaussien avec la même variance que n. u - ------ 1 ë v C ll=t7oN 1 + 1 y y precodage 1 postcodage i n 1 ----------- 1 Figure 2. Décoiiiposition SVD du canal MIMO. L'équation (5) représente un système équivalent avec canaux SISO parallèle dont la puissance du signal est donnée par leurs valeurs propres. Ainsi, la capacité ins- tantanée peut être écrite ainsi : r c (p) - 1 log2 i=l 1 + -.2- Âi N. (6) où p = E,/No est le rapport signal à bruit. Cette équation peut également être décrite comme suit [17] [6] REE N4 Avril 2005 Systèmes MIMO et codage spatio-temporel 35 35 l,l) jid (2,2) j id 30 (3,3) iid........................ (4,4) iid 25 ---. (2,2) corr. (3,3) corr. (4,4) corr. , v,,...- 15 ------ --------- -- 10.......+,........, 0................................ o !' ! ----------------------- 0' 0 0 5 10 15 20 25 30 Figure 3. Capacité ergodique pour différentes coifigiiratiotis. C (IO,'V, 1 N,) = 1092det L +--HH " N, (7) Comme la capacité instantanée donnée en (6) et (7) est une variable aléatoire, en pratique, on utilise deux formes plus commodes pour décrire la capacité : la capaci- té moyenne et la capacité de coupure. La capacité moyenne ou ergodique s'obtient en calculant l'espérance sur toutes les réalisations possibles du canal MIMO. (-' (Pl Nt, Nr) --Lo'i logde-t l +--HH .'. v. (8) Si la durée du bloc d'information est limitée devant le temps de cohérence du canal, on utilise la capacité de coupure q% Elle est définie comme le débit d'in- formation garanti pour (100-) % des réalisations du canal, i.e,P (C Cotil,,,) = %. Comme la capacité instantanée, la capacité ergodique et la capacité de coupure sont exprimées en bits par seconde et par hertz (bit/s/Hz). Sur la figure (3) nous présentons la capacité ergodique pour différentes configurations en fonction du rapport RSB. Les canaux de transmission utilisés pour évaluer ces capacités sont des canaux non sélectifs en fréquence, indépendants et identiquement distribués (i.i. d) suivant une loi de Rayleigh, et varient pour chaque bloc. On peut vérifier que la capacité croît en fonction de min (NI, AJ (chaque accroissement de 3 dB implique mi (Nt, N,.) bit/s/Hz en plus). Nous présentons également les capacités ergodiques obtenues lorsque les canaux de transmission sont corrélés (lien montant, à l'émission : distance entre antennes, = 0,5., angle de départ = 20°, à la réception distance entre antenne = 4,0k, angle d'arrivée = 50°, angle de dispersion azimutal = 5°). On peut observer que la corrélation réduit très sensiblement la capacité des canaux MIMO). Dans l'étude de la capacité des canaux de transmission, le choix du modèle de propagation est important. Cependant, les mesures expérimentales ont montré une bonne adéquation avec les évaluations théo- riques de la capacité. Finalement, il est important de signaler que lorsque le canal MIMO est connu à l'émission, la capacité du canal MIMO est sensiblement augmentée (10 à 30 % de gain). L'exploitation de ce gain implique cependant d'utiliser un algorithme de remplissage (water filling). Zn 2.2. Gain des systèmes MIMO 2.2. 1. Gain de diversité spatiale Dans un canal de transmission sans fil, la puissance reçue varie dans le temps, en fréquence et dans l'espace. La diversité est alors utilisée pour combattre ces éva- nouissements. L'idée principale consiste à utiliser à la réception plusieurs répliques du signal. Plus le nombre de répliques augmente, plus la probabilité que toutes les répliques subissent simultanément un évanouissement diminue. Classiquement, dans les systèmes SISO les diversités temporelle et fréquentielle sont exploitées par le codage de canal associé à une fonction d'entrelacement. Avec les systèmes MIMO, on dispose d'une nouvelle forme de diversité : la diversité spatiale. L'ordre de diversité est fonction du nombre d'antennes à l'émission et à la réception. En pratique, pour mettre à profit cette diversité, il est nécessaire d'utiliser un code spatio-temporel. La diversité joue sur la pente de la courbe taux d'erreurs bit en fonction du rapport signal à bruit TEB = f(RSB) (le TEB est proportionnel à RSB'pour une diversité d'ordre r). REE Nu 4 Avi il 2005 Dossier TRÈS COURTE OU TRÈS LONGUE PORTÉE ? 2.2.2. Gain de multiplexage Lorsque les évanouissements des différents canaux sont indépendants, on peut montrer que la matrice de canal est de rang plein avec une grande probabilité. Il est alors possible de voir le canal MIMO comme un ensemble de canaux SISO en parallèle. En transmettant des flux d'information dans chacun de ces canaux, il est possible d'augmenter le débit d'information. Il en résulte un gain dit de multiplexage. Ce gain est limité par min (NI, NI). Dans le reste de cet article, nous allons présenter des systèmes MIMO qui exploitent les gains de diversité et de multiplexage. Il existe deux approches pour exploiter le potentiel des canaux MIMO : le multiplexage spatial et le codage spatio-temporel. Dans le multiplexage spatial, des flux de données indépendants sont transmis sur les différentes antennes d'émission maximisant ainsi le débit transmis. A l'opposé, les codes spatio-temporel offrent à la fois de la diversité et du gain de codage tout en améliorant l'efficacité spectrale. 2.3. Critères pour la construction des codes spatio- temporels Soit un système MIMO composé de NI antennes à l'émission et de N, antennes à la réception. On supposera que les coefficients du canal MIMO restent constants pendant T intervalles de temps élémentaires (modèle de canaux à évanouissement par bloc). Al'émission, les symboles d'information si appartenant à l'alphabet AI sont groupés en bloc s = [sl, s.... sQ]'de dimension Q x 7. Ce bloc est encodé par l'encodeur qui associe s à la matrice code suivante de dimension NI x T : c cil M L 0 cIT M cll,l 1- L CN/T (9) où le symbole codé cij appartient à l'alphabet Ac L'efficacité du code MIMO code Rmmo est définie comme le rapport du nombre de symboles d'information Q sur le nombre d'intervalle de temps élémentaire T. En considérant que le canal est non sélectif en fré- quence, à partir de la relation (1) on peut écrire la relation matricielle suivante : Y=HC+N où Y et N sont respectivement les matrices de réception et de bruit de dimension N, x T. Pour construire un codeur optimal, on doit minimiser la probabilité d'erreurs par paire P {C --->C'l pour toutes les paires possibles [16]. À partir de l'expression de la probabilité d'erreurs par paire, on dérive deux critères de construction ; le critère de rang et de déterminant qui détermine respectivement le gain de diversité et de codage. (10) c Critère du rang : Afin d'obtenir le degré maximum de diversité Nr N,., la matrice de différence B = C - C'doit 1 1 t avoir un rang plein pour toutes les paires distinctes de mot de code. Si le rang minimum est égal à r,,, le gain de diversité sera égal à rd A-. Critère du déterminant : le produit des valeurs propres non nulles de la matrice de différence représente le gain de codage. Celui-ci doit être maximisé pour l'ensemble de toutes les paires de matrices-codes. 3. Multiplexage spatial Le multiplexage spatial permet de maximiser le débit d'information sur un canal MIMO. Cette technique a été introduite sous le nom de BLAST (Bell Labs Layered Space-Time) dans [7]. Bien qu'il existe différentes versions, la version la plus populaire est la structure V-BLAST (vertical BLAST) où chaque couche est associée à une seule antenne de transmission. A titre d'exemple, nous allons considérer le cas où NI = N, = 2, Q = 2, T " = 7,et donc RMIMO = 2, la matrice de code est la suivante, c 2 s (11) Le signal reçu s'écrit alors : -'Yi i IS Y21 1 - H l'l 1 + 2 nIl n21 (12) Pour pouvoir effectuer le décodage, le système doit être bien posé c'est-à-dire que N, > NI et que la matrice du canal MIMO doit être de rang plein avec une très grande probabilité. Outre les algorithmes de décodage linéaires comme le forçage à zéro (ZF) ou utilisant le critère de la minimisation de l'erreur quadratique moyenne (MMSE), il est possible d'effectuer un décodage par soustraction successive des interférences (SIC). Cette technique est une généralisation de l'égaliseur à boucle de retour de décision. Le principe consiste après avoir mis le système sous une forme matricielle triangulaire supérieure, à estimer une première donnée puis à soustraire sa contribution avant d'estimer la suivante. Après avoir effectué une décomposition QR de la matrice du canal H = QR où Q est une matrice unitaire et R est une matrice triangulaire supérieure, on calcule les deux matrices suivantes : REE No 4 Avril2005 Systèmes MIMO et codage spatio-temporel " .. Y M o E Ü u oD 0 b3 __y \ --. Y o (lu C j ! de tr;ua :mi..,imn J 1 =J "3 0 5 0 E 'U "3 1-) II bil b-l b4j b,l bi 3111 Il 51 Il C> Figure 4. S-) iiopticltie de la te (hiiiqt (e V-BLAST cliag-1 G = tliag-' (R) Q H L = diag-' (R) R - 1, (13) En multipliant le vecteur reçu par G, on obtient la relation suivante : y rr Gy =ag'' (R) Rs + Gn (14) Ainsi, il est possible d'estimer successivement les symboles SNI, SNI - si : SN, s/v-i M Si i i : décision') ry S,i L 1 décision (),,,,,-,-, décision 1 (), - ,,, L - - - - - 21J1,2 s r 1,,Vl s (15) Le décodage SIC présenté ici utilise le critère ZF mais il est également possible d'utiliser le critère MMSE. Au lieu de décoder dans l'ordre naturel, on peut décoder les symboles du plus puissant au moins puissant à partir de la matrice H. L'algorithme de décodage par soustraction c successive des interférences avec ordonnancement (OSIC) donne de meilleures performances avec une complexité sensiblement supérieure. 4. Codage spatio-temporel en bloc 4.1. Introduction Les codes spatio-temporels se divisent en deux familles : les codes spatio-temporels en treillis (STT) et les codes spatio-temporels en bloc (STB). Les codes STT [16] sont une généralisation des modulations codées en treillis aux canaux MIMO. Bien que les performances obtenues par ces codes soient excellentes, la complexité du décodage est exponentielle avec l'efficacité du code. En effet, pour le décodage, on utilise une version vecto- risée du décodeur de Viterbi. Dans ce chapitre, nous ne présenterons que les codes spatio-temporel en bloc qui sont plus intéressants sur le plan pratique. 4.2. Codes spatio-temporels en bloc orthogonaux Pour le cas NI = 2 et A. = l, Alamouti [1] a proposé un code spatio-temporel avec Q = T = 2 et donc Rmlm ()= 1. A l'instant 1, les symboles s/et s sont transmis res- pectivement sur les antennes 1 et 2 puis à l'instant 2, les symboles - S- ? ,et sil sont transmis sur les antennes 1 et 2. Ainsi sous forme matricielle, on a : c STDC,2 SI p 2 .. 2 s1* (16) Le code présente la propriété d'être oilhoçyonal car on a : ZD C CI ! c,TiC,2cll 2 s, (17) Ce système peut se mettre sous la forme équivalente : J= Yll yl*2 I h i hia ' = hl, hl2 1 [si 1 1 - hl*2 ill 1 , + L 1 n Il n. '12 =) y% - (18) Pour ce code, le gain de diversité est égal à 1h Il 2+ +hIl 1. Comme Ji est une matrice orthogonale, le décodage au sens du maximum de vraisemblance (MV) s'obtient simplement en multipliant le vecteur reçu par YH 1 , - l'i "' T'= (1 hi 2 'l 2 )s + îî (19) tr Puisque le vecteur de bruit Ii = JlH/V est encore gaussien de moyenne nulle et de covariance pNOI2, on peut alors décoder les deux symboles séparément. Par rapport à une transmission SISO, le rapport signal à bruit pour chaque symbole est égal à (Ihlll'+ Ihl2l') EY'NO- L'utilisation du code d'Alamouti NI = 2 et N,. = 1 permet en ajoutant un code correcteur d'erreur puissant de s'approcher de la capacité du canal MIMO. Si nous ajoutons une seconde antenne à la réception (N, = 2), le code d'Alamouti n'est plus optimal. Le code d'Alamouti est le seul code orthogonal complexe permettant d'atteindre la diversité maximale avec une efficacité égale à RMIMO. Il existe seulement quelques autres codes orthogonaux complexes mais ayant une effi- cacité inférieure à 1 [15]. Par exemple pour NI = 3, N, = I, REE No 4 .Avi il 2005 Dossier TRÈS COURTE OU TRÈS LONGUE PORTÉE ? Q = 3 et T = 4 et donc RMIMO = 314, on a le matrice code suivante : c 7RC,3 s, s*- . -S 2 si 0 3 * 0 s, 0 1 " V.3 s. (20) L " 3 1 112 i Comme précédemment, la structure orthogonale permet de décoder simplement ce code. 4.3. Codes spatio-temporels en bloc presque orthogonaux Sous réserve de sacrifier la propriété d'orthogonalité, il est possible de construire des codes d'efficacité supérieure ou égale à 1. Par exemple des structures ont été proposées pour NI = 4 [9] avec une efficacité de RMIMO. La matrice code est la suivante : c STBC,4 - 2 os : sry s, .s4 4 ,4 ' Sc - ,. 4 s4 ? " lïl s. - 2 s, (21) Cette matrice est obtenue à partir de deux matrices d'Alamouti et d'une transformée de Hadamard. Par rapport aux codes STBC orthogonaux, la multi- plication du vecteur reçu par la matrice ne permet pas d'obtenir les performances du décodeur MV. En effet, contrairement aux codes STBC orthogonaux on a : 4 ; V (/) ï,+J (22) /=1 où la matrice J est la matrice d'interférence qui contient plu- sieurs éléments non nuls car le code n'est pas orthogonal. On peut alors effectuer un décodage linéaire (ZF ou MMSE) ou utiliser un décodeur par sphère [19] pour déterminer la solution au sens du MV avec une com- plexité limitée. En effet, dans ce contexte, un décodeur MV cherche la solution suivante : c = argmm y co CEAl Hc 2 (23) Ce problème est équivalent à rechercher le point le plus proche du point reçu dans un réseau de point défini par la matrice du canal MIMO H. L'utilisation d'un déco- deur par sphère limite la recherche de la solution MV dans une hypersphère dont le rayon est choisi afin de garantir qu'elle comprenne au moins une solution. Le choix du rayon est fonction de la variance du bruit. Sur la figure 5, nous comparons les performances TEB =f (EBINo) de différentes structures. Nous pouvons vérifier que le décodeur MV donne des performances sensiblement meilleures que le décodeur ZF. Pour un TEB = 10-', le code STB presque orthogonal (3,1) donne 2dB de gain de diversité par rapport au code d'Alamouti (2,1). Il donne pratiquement les mêmes per- formances que le code STB presque orthogonal avec (4,1). Cette figure illustre en particulier l'intérêt d'utiliser si possible un système MIMO (2,2) plutôt que (4,1) ! 4.4. Codes DAST et TAST Les codes spatio-temporels DAST (Diagonal Algebraic Space Time Block) et TAST (Threaded Algebraic Space Time Block) sont une généralisation des modulations tournées introduites pour le canal de Rayleigh par Boullé et Belfiore. Le codage spatio-temporel DAST [4] est un code d'efficacité RMIMO = 1 avec Q = T = NI construit à partir d'une matrice de rotation M. La matrice code est de la forme : C = diag (t,, t2 1 - 'iV,) (24) avec t = [t, t ?,..., tN,]'= MS La matrice de rotation M est le produit de la matrice de Fourier F NIde dimension NI x NI et de la matrice dia- gonale composée des puissances successives du para- mètre de rotation a : M = FN, diag [1 (X C (2@ Les codes DAST atteignent la diversité maximale de NI N, grâce à l'extension de constellation. Nous choi- sirons le paramètre exafin de maximiser le gain de codage. Cette maximisation est effectuée par recherche exhausti- ve ou en utilisant les propriétés de la théorie des nombres. Par exemple, pour NI = 2 et une modulation MDP4 des symboles si, on obtient et = exp c Si + exp y 0 ; T 4 0 SI +S. exp j 3z (25) Les codes TAST (threaded algebraic space time) [51 sont une généralisation des codes DAST. Ces codes per- mettent d'atteindre le compromis optimal entre gain de diversité et de multiplexage. Pour NI = 2, NI'> 2 et RMIMO = 2, on a la matrice de code suivante : c .Çl - SI - 1/2 tt 3 vfft2 V/11 i - vlt, S4) si + yftt2 (26) u e e Ytt = e,l, et ,, est un paramètre réel à optimiser pour 0 obtenir le meilleur gain de codage. On a Çu = 0,5 pour une modulation MDP4 et 0,448 pour une modulation MAQ16. Comme pour les codes non orthogonaux, on peut utiliser un décodage linéaire (ZF ou MMSE), non linéaire (SIC) ou par sphère. Sur la figure 6, nous comparons les performances taux d'erreurs mots TEM = f (EBINO) du code d'Alamouti REE No 4 Avril 2005 Systèmes MIMO et codage spatio-temporel 10___________________________________________ (2,l) code d'Ala [Tiouti (3,1) code presque orthogonal. ZF 10 (3,1) code presque orthogonal, MV (4,1) Code presque or tliogonal, MV (2,2 code d'Alaniouti 10,......... - [E (3,2) code presque orthogonal. MV 10 ........... - -- 10 "'TGJ\, ::'''--''' :T : : q:,. " 10'- ---- " " "' :"\'8 y "''cc : .-..'. 10"f " : U: :"'-'\i<---- " "' , " . r"..........,. ".......<. 10n : :' : -+&J :/ :',, ;''''''T',, ; 10 - 10 10' o 5 10 15 20 25 Figure 5. TEB = f (Es/NO) de diffëreites striicttires poiir des c£inatix de Ra,leigh plats. lu Alamouti code TAST code 10 10 10 io- lu 15 20 25 Figure 6. TEM = f (EBINO)du code d'Alamotiti is code TAST poi (r Nt = N,- = 2. avec le code TAST pour un débit binaire de 4 bits par intervalle de temps élémentaire (MAQ 16 pour le code d'Alamouti et MAQ 4 pour le code TAST). On peut voir que le code TAST (2,2) avec décodage MV donne un gain d'environ 2 dB par rapport au code d'Alamouti (2,2). 5. Codage pour les systèmes MIMO Afin de s'approcher de la capacité des canaux MIMO, il est nécessaire ajouter un code correcteur d'erreurs comme un code convolutif ou un turbo code au code spatio-temporel. Le décodeur MIMO à sorties binaires doit alors être remplacé par un décodeur à sorties pondérées. Comme dans la turbo égalisation, sous réserve d'avoir ajouté un entrelaceur entre le code correcteur d'erreurs et le code spatio-temporel, l'information en sortie du décodeur de canal peut être renvoyée au décodeur MIMO comme information a priori. Lors de la seconde itération, le décodeur MIMO utilisera alors conjointement l'infor- mation a priori et l'information issue du canal de trans- mission. La figure 7 présent le synoptique d'une telle chaîne de transmission. Un décodeur MIMO à entrées et sorties pondérées doit calculer les logarithmes de rapport de vraisemblance L (u y) pour tous les bits transmis : L (u y) =In P(upel = +11 Y) P(uom=-lly) (27) Ce calcul implique une marginalisation sur l'ensemble des 2 vecteurs u : L (u pm y>=tn P(l ? 1 " 1 = +1) l p (Ylu) P (ulupm) pm p (up ", = -1) + ! n ueu 1..- [ L P (y 1 u) P (u 1 u,.) .(28) UE,, M, 1 Mc est le nombre de bit par symbole complexe et U,,,,,,+ 1 est l'ensemble des 2 " " -'vecteurs u avec U,,,,, = + 1. Comme pour le décodeur par sphère, en pratique, il est possible de réduire la complexité de ce calcul en ne considérant que les vecteurs u pour lesquels la distance Ily-Hell est petite. Une autre solution pour calculer les logarithmes de rapport de vraisemblance L (u,,,,Iy) consiste à utiliser un récepteur linéaire MMSE modifié pour prendre en compte l'information a priori [20]. Ce détecteur à entrées et sorties pondérées présente un bon compromis performance/ complexité. La figure 8 présente les courbes de performance TEB = f (EBINO) pour un système MIMO V-BLAST (4,4). On considère que les canaux de Rayleigh sont indé- pendants et que le récepteur connaît parfaitement ces REE No 4 Avril 2005 Dossier TRÈS COURTE OU TRÈS LONGUE PORTÉE ? 1)). r Codeur ->l ( () d 1 L 1 N 11 \ 1 () il v ' 1 \. a dure SISU Dé-cntrclacl'lIr \1Pv10 -e -e clure SI50 Dc-cnOClacrur '.ul L(ul Détedteur . Dcci'n'_ 'Décodeur' L (Li/\,./ """' Gzterne -__- - I(u') l..lul Fntrelaceur -----------.-- F!ine !ncL' !H'-----'--------------- Figi (-e 7. S,stèiîie MIMO avec coclage cle caiial. canaux. La longueur des trames de bits d'information est égale à 9216 bits et le codeur de canal choisi est un code convolutif de rendement (7,5). La modulation choisie est la modulation MDP4 ; on a donc une efficacité spectrale de 4 bit/s/Hz. Les performances du décodeur par sphère à liste (TMD) en limitant le nombre maximum de vecteurs considérés à 128 sont comparées avec celles du décodeur MMSE pour 4 itérations. Il est intéressant de noter que le décodeur par sphère à liste converge plus rapidement que le décodeur MMSE. Cependant, la complexité du décodeur MMSE reste inférieure à celle du décodeur par sphère. 6. Codage spatio-temporel en bloc sur canaux MIMO sélectifs en fréquence Dans les paragraphes précédents nous n'avons considéré que des canaux de transmission non sélectifs en fréquen- ce. Cependant, dans la plupart des applications, les canaux de transmission sont sélectifs en fréquence et pour les systèmes MIMO, l'égalisation est rendue plus difficile à cause du nombre de canaux de transmission. Hormis dans le cas du code d'Alamouti où il est possible d'égaliser dans le domaine temporel en utilisant la tech- nique proposée par Lindskog et Paulraj [13], l'approche classique consiste à associer les codes spatio-temporels avec la technique OFDM (orthogonal frequency division multiplexing). La technique OFDM permet de convertir un canal sélectif en fréquence en un ensemble de sous-canaux non sélectifs en fréquence. L'utilisation de l'intervalle de garde permet de supprimer totalement l'interférence intersymbole. Suivant les propriétés des canaux de transmission, le codage STB peut être effectué dans le domaine temporel (STBC-OFDM) [11] ou dans le domaine fréquentiel (SFBC-OFDM) [3]. 6.1. Estimation des canaux de transmission Par rapport aux canaux SISO, l'estimation des canaux MIMO sélectifs en fréquence est plus difficile car il y a plus de paramètres à estimer et moins de puissance par émetteur [10]. L'estimation de canal nécessite en général des symboles pilotes qui réduisent la puissance utile transmise et l'efficacité spectrale. Comme les systèmes MIMO ont plus de paramètres à estimer, le nombre de symboles pilotes peut devenir important. Pour les systèmes MIMO-OFDM, l'approche la plus commune consiste à utiliser les symboles pilotes pour estimer le canal au sens du critère des moindres carrés puis à utiliser une technique d'interpolation [12] et [18]. En plus de la répartition des pilotes sur l'axe du temps et de la fréquence qui dépend des propriétés du canal de transmission, dans les systèmes MIMO, la séquence d'ap- prentissage doit aussi être optimisée (orthogonalité...) [2]. Pour ces systèmes, il est aussi possible d'utiliser des algorithmes adaptatifs [14]. Dans la plupart des architec- tures, les données ne sont pas utilisées pour améliorer l'estimation des canaux de transmission. Cependant comme en pratique il est toujours difficile d'estimer les canaux de transmission, une approche conjointe semble un axe prometteur pour améliorer la robustesse des systèmes et éventuellement réduire le nombre de pilotes nécessaires à la transmission. De nombreux travaux sur l'estimation aveugle ou semi aveugle sont actuellement en cours. 7. Applications des systèmes MIMO et perspectives Les systèmes MIMO commencent à être suffisamment matures pour être envisagés dans les futurs standards de télécommunications. Dans beaucoup d'applications, les sys- tèmes MIMO sont associés aux techniques multiporteuses. Pour les futurs réseaux LAN, le standard IEEE802.1 n qui doit être achevé en 2006 prévoit d'utiliser les systèmes MIMO pour augmenter les débits utiles. REE No 4 Avi il 2005 Systèmes MIMO et codage spatio-temporel " 10 t .f . TMD 1 " n itération - --.- ]: :'','" I TMD 2 I'tëfaticli :... :... ;.:.. :'".- ;. ;; ; ;" ; ;:; ' ; 10 -E3- TMD itération - - TMD.2"' !!éfa!!on :::::.;' :'' ::?::. ::;::.:. _ ï MD, itëration MMSF,L iteration m ms- 1o" ! ---=. ".-.-_____....___________ MMSF ileration 10 2 3 4 6 2 3 4 5 6/Fi fïgiti-e 8. ILB = J (EBINO) loit- iiii svsièiiie MIMO V-BLAST 4x4, iiodiilcitioii MPD4, cocie (-oiivolittif j-eideiiieiitII2. L'objectif est de transmettre des débits de 100 Mbit/s à une distance de 100 m [22]. Bien que le standard soit en cours d'élaboration, des sociétés comme Airgo, Athéros ou Comsis en France proposent déjà des circuits électro- niques ou des blocs de propriété intellectuelle atteignant ces objectifs et qui permettent de réaliser une chaîne de transmission avec des codes STB -OFDM. Pour les réseaux d'accès sans fil large bande [23], le standard IEEE 802.20 en cours de développement est également basé sur les systèmes MIMO-OFDM pour fournir des débits maximum de 1 Mbit/s par utilisateur et supporter une vitesse de déplacement du mobile allant jusqu'à 250 Km/h. Cependant, les travaux sur les sys- tèmes MIMO dans un contexte multi-utilisateur et multi cellulaire restent assez limités. Ces aspects doivent être traités avant de pouvoir envisager un déploiement dans des systèmes de réseaux cellulaires. Pour le mode HSDPA (High Speed downlink packet access) de la 3é... c génération de radiotéléphones, seul le code d'Alamouti est envisagé pour permettre une diversité spatiale à l'émission. La taille et le coût du terminal limi- tent pour l'instant le déploiement des systèmes MIMO. Il est aussi certain que les travaux sur les systèmes MIMO dans un contexte multi-utilisateur et multi cellulaire restent assez limités. Ces aspects sont en cours de déve- loppement dans les différents laboratoires mondiaux. 8. Conclusion Dans cet article, nous avons présenté les principes des systèmes MIMO pour les systèmes de communication sans fil. Nous avons montré que la théorie de l'information permet de déterminer les limites théoriques de ces systèmes. Ensuite, nous avons présenté les différentes familles de codes spatio-temporels et les algorithmes de Zn décodage associés. Finalement, nous avons montré qu'en concaténant le code STB avec un code correcteur d'erreur, il est possible de s'approcher de la capacité du canal MIMO. Il reste cependant encore beaucoup de points à approfondir comme l'étude et la modélisation des canaux de propagation MIMO, la réduction de complexité de ces architectures (RF et traitement du signal) et la conception d'antennes de petites tailles. Bibliographie [1 [2] [3] 41 [5] [6] [71 [8] S. 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HM auteu Didier Le Ruyet a obtenu son diplome d'ingénieur et sa thèse de doctorat au Conservatoire National des Arts et Métiers (CNAM) Paris respectivement en 1994 et en 2001 De 1988 à 1995, il a développé des produits optroniques pour grand public au sein de SAGEM. Il a rejoint le CNAM en 1996 comme ! ngé- nieur de recherche. Depuis 2002, ri est maïtre de conférence au laboratoire Electronique et Communication du CNAM. Ses domaines d'intérêt concernent la théorie des systèmes de com- munications et le traitement du signal appliqué aux télécommu. nications. Ses travaux de recherche portent en particulier sur les codes concaténés et le décodage itératif, le développement d'al- gorithme pour estimation des données et du canal et les sys- tèmes multi-antennes. Berna Ozbek a obtenu son master et sa thèse de doctorat en électronique à l'université Dokuz Eylul à Izmir (Turquie) respecti- vement en 1998 et en 2004 Ses travaux de thèse ont porté sur les systèmes de communication sans fil à large bande par antennes multiples. De 1998 à 2004, elle était chercheur assis- tant au département électronique de l'institut de technologie d'Izmir. Depuis janvier 2005, elle occupe une position de post- doctorante au laboratoire Electronique et communication du CNAM. Ses domaines d'intérêt concernent le codage spatio- temporel, les transmissions multiporteuses, le décodage itératif et ies techniques d'estimation des canaux de transmission. REE No 4 Avril 2005 Res ,. urnes RÉSUMÉS ABSTRACTS Dossier : Très courte ou très longue portée ? Evolution des systèmes de radiocommunications Par M. Terré, C Bazile REE, ISSN 1265-6534,n'4, avril 2005, p 25 Mots clés : systèmes de radiocommunications, WiFi, UMTS, WiMax, satellite Cet article dresse un panorama des sytèmes d'accès radio en pro- posant une classification de ces derniers en fonction de la portée. Plusieurs familles sont ainsi décrites et un aperçu de l'ensemble des normes actuellement en cours de déploiement ou de discussion est proposé. Il est ici souligné que ce sont différents sous-ensembles, constitués chacun de normes complémentaires, qui sont appelés à être déployés afin d'offrir à l'usager une gamme complète de débits et de services en fonction de sa localisation et de sa mobilité. L'article tente d'identifier quelques axes de recherche en traitement du signal qui devraient être importants dans un avenir proche, compte tenu des contraintes de cohabitation de ces différents sytèmes radio entre eux et compte tenu des objectifs très élevés de débits, requis par les futurs services mobites. UMTS par satellite : adaptation du standard 3GPP UTRA FDD W-CDMA Par B, Martin REE,ISSN 1265-6534, n'4, avril2005,p. 35 Mots clés : UMTS, satellite, WCDMA, terminaux grand public. Utiliser la technologie de l'interface radio UMTS terrestre pour établir des communications directes par satellite permet de réduire les coûts de développement des terminaux, et d'opérer des ter- minaux grand public de 3ème génération dans les systèmes mobile par sateitite. Les bandes de fréquence de S-UMTS sont adjacentes du spectre terrestre, ce qui minimise le coût d'adaptation des modules analo- giques. Les modifications apportées aux modules numériques sont mineures, et pour cela, S-UMTS réutilise la forme d'onde (WCDMA) et la pile de protocole du standard 3GPP, les adaptations pour opération en environnement satellite étant essentiellement effectuées au niveau des algorithmes de gestion des ressources radio implantés dans le Hub. L'interface radio de S-UMTS permet ainsi de complémenter les réseaux cellulaires terrestres, et peut être appliquée à des systèmes de diffusion par satellite vers des terminaux mobiles ou des systèmes de sécurité (gestions de crise, etc.). Feature : Very Short or Very Long Range ? Wireless Networks Evolution By M. Terré, C. Bazile REE, ISSN1265-6534, n'4, Apri 2005, p, 25 Keywords : Wireless networks, WiFi, UMTS, WttViax, Satellite. This paper presents wireless networks evolutions and focuses on new research topics in signal processing linked to these evolutions. An important number of new wireless solutions are presented in this paper. Ail of them will not be developed in the same time in the same place but a coexistence of a reduced set of them could repre- sent in the future the Beyond 3G (B3G) sotution. Satellite UMTS : Adaptation of the 3GPP UTRA FDD WCDMA Standard B/B. Marn REE, ISSN 1265-6534, n'4, April2005,p. 35 Keywords : UMTS, Satellite, WCDMA, Mass-Market User Equipement. To make use of UMTS terrestrial radio interface for establishment of direct satellite communications allows to reduce user equipment development cost, and to operate mass marketed 3rd generation user equipment in mobile satellite systems. S-UMTS frequency bands are adjacent to terrestrial spectrum, which minimises cost for analogue modules adaptations. Numeric modules adaptation is minor, that is, S-UMTS reuses WCDMA wave form and 3GPP protocol stack, adaptations for ope- ration in satellite environment are essentially introduced in radio resource management algorithms which are implemented in the Hub. This way S-UMTS radio interface allows to complement terrestrial cellular networks and can be applied to mobile broadcast satellite systems or security systems (crisis conditions, etc.. DVB par satellite : de la diffusion à l'interactivité Par A. Duverdier, C. Bazile REE, ISSN 1265-6534,n'4, avril 2005, p. 42 Mots clés : Services fixes, DVB, diffusion, interactivité, mul- timédia, adaptativité, LDPC. Les standards pour les transmissions par satellite doivent offrir une bonne protection contre les erreurs et des modulations peu sensibles aux non linéarités. DVB by Satellite : From Broadcasting to Interactivity By A. Duverdier, C. Bazile REE, ISSN1265-6534, n'4, April 2005, p. 42 Keywords : Fixed services, DVB, Broadcasting, Interactivity, Multimedia. Standards for satellite transmissions have to protect data against errors and to use modulations resistant to non-linearities, DVB proposes standards answering to this need and allowing REE No 4 Avnl2005 'Or'Or R Résumés RÉSUMÉS ABSTRACTS Le DVB propose plusieurs standards répondant à ce besoin pour la transmission de données numériques tant pour la diffusion que l'interactivité. Pour la diffusion, les DVB-S et DVB-DSNG complètent le MPEG-2 d'une couche physique adaptée au satellite tandis que le DVB-S2 offre également la possibilité de transmettre directement de l'IP, et introduit des schémas de modulation/codage plus performants. Pour l'interactivité, le DVB-RCS est une solution globale d'interface air qui gère la couche MAC et combine voie aller et voie retour. broadcasting and interactivity for numerical data. For broadcasting, DVB-S and DVB-DSNG are based on MPEG-2 and define a physical layer adapted to satellite communications, while DVB-S2 offers also direct IP transmission and introduces more effi- cient modulation and coding schemes. For interactivity, DVB-RCS is a global solution of air interface that manages MAC layer and combine forward and return links. Spectre radio, environnement électromagné- tique et santé Par G. Dixsaut, C. Grangeat, B Thery, J. Wiart REE,ISSN 1265-6534, n'4, avrtl 2005, p48 Mots clés : Environnement électromagnétique, santé, spectre radioélectrique, champs électromagnétiques, DAS. Les champs électromagnétiques font partie de notre environnement quotidien, que ce soit à la maison, dans la rue ou au travail. Le déploiement rapide de la téléphonie mobile et l'omniprésence des antennes relais ont suscité de l'inquiétude chez certaines per- sonnes, perception parfois relayée par ! es médias. L'Agence fran- çaise de sécurité sanitaire environnementale (Afsse), l'Agence natio- nale des fréquences (ANFR) ainsi qu'Alcatel et France Télécom R&D dressent le panorama des connaissances de base dans les domaines scientifiques, techniques et réglementaires concernant l'environnement électromagnétique des équipements de communi- cations mobiles et sans fil. Radio Spectrum, Electromagnetic Environment and Health By G. Dixsaut, C. Grangeat, B. Thery, J, Wiart REE, ISSN1265-6534, 11'4, April2005,p. 48 Keywords : Electromagnetic Environment, Health, Radio Electric Spectrum, Electromagnetic Fields, SAR. Electromagnetic fields have been part of our daily life, whether at home, in the street or at work. The rapid deployment of mobile tele- phony and the omnipresence of mast antennas have raised concerns among a few people. This perception was sometimes further develo- ped by the media. The French Agency for Environmental Health and Safety (Afsse), the French National Agency for Frequencies (ANFR) together with Alcatel and France Télécom R&D draw the panorama of basic knowledge about the scientific, technical and regulatory domains related to the electromagnetic environment of mobile and wireless communications equipment. Revue de la boucle à remodulation pour la synchronisation de phase en modulation linéaire multi-voie avec trajets multiples. Application en CDMA et OFDM Par L. os, E Simon, Y Nasser REE.ISSN 1265-6534, n'4, avrii 2005, p. 55 Mots clés : Synchronisation de phase, OFDM, CDMA, trajets multiples, pré-fi ! tre. Cet article traite de la synchronisation de phase pour un récepteur radio-mobile en voie descendante, lorsque les trajets multiples du canal de propagation sont soumis à des variations de phases, mais avec des délais quasi-constants sur la durée d'un bloc de données (mode " burst "). On suppose un système assezgénéral de modulation linéaire multi-voie, englobant notamment les cas des modulations CDMA et OFDM. Nous proposons une discussion générale du pro- blème s'appuyant sur un formalisme par formes d'ondes. Pour cela, nous partons de la boucle à remodulation (" Decision-Directed-Loop ") standard utilisée en contexte mono-trajet et mono-utilisateur, et discutons de son utilisation en contexte à L trajets et K voies. L'extension de l'algorithme et les difficultés associées apparaissent ainsi de nature complètement différentes en CDMA et en OFDM, malgré un formalisme de modulation identique. Cela est mis en évidence à l'aide d'illustrations s'appuyant sur les formes d'ondes spécifiques à chaque modulation (large-bande en CDMA, bande-étroite en OFDM, mais avec une absence d'interférence préservée en présence de trajets multiples). Pour finir, nous présentons, pour le cas CDMA, une amélioration de la boucle standard, qui permet de fonctionner en présence de trajets non résolus, et de suivre de rapides variations de phases. L'amélioration consiste à insérer un pré-filtre dans la boucle de phase de chaque trajet, afin de corriger les formes d'ondes et rendre l'estimation indé- pendante (à retards constants) des autres trajets. A review of the Decision-Directed Loop for Phase Tracking in a Division Multiplexing Linear Modulation over a Multi-path Channel. Application for CDMA and OFDM modulations By L. Ros, E. Simon, Y Nasser REE, ISSN 1265-6534, n'4, Apri2005,p. 55 Keywords : Synchronization, OFDM, CDMA, Multipath Channel, Pre-Filter. In this paper, we study phase synchronization for downlink radio-mobi- le receiver, in a multi-path channel with phases variations, but quasi- invariant delays during one slot {"burst" model. We assume a general multi-channel (division multiplexing) system with linear modulation, including CDMA and OFDM systems. Our spot consists mainly in a general discussion of the problem, using waveform representation and some related illustrations. First, from the standard Decision-Directed Loop used in single-path single user scenario, we study the possibilities of extensions with multi-path multi-user scenario. ln spite of a common modulation formulation, the perspectives are shown very different for CDMA and OFDM systems, due to different waveforms properties. At the end, we present, for the CDMA case, a new version of the standard loop, recently proposed (131, that can cope with unresolvable paths and rapid phases variations. The optimisation consists in inserting a pre-fil- ter in the phase loop of each one path in order to make the estimation independent of the other paths. REE No 4 Avril 2005 Résumés RÉSUMÉS ABSTRACTS Systèmes MIMO et codage spatio-temporel Par D. Le Ruyet, 6. Ozbek REE,ISSN 1265-6534, n'4, avril 2005, p. 69 Mots clés : Système de communication, canal à évanouis- sement, antennes multiples, codage de canal, capacité, Cet article présente une synthèse des systèmes de transmission sans fil à plusieurs antennes à l'émission et à la réception, Après avoir introduit les capacités théoriques des systèmes multi-antennes, nous présentons différentes familles de codes spatio-temporels et d'algorithmes de décodage associés. Ces codes permettent d'exploiter les gains de multiplexage et de diversité des systèmes muiti-antennes. Nous montrerons que lorsque les codes spatio-temporel sont associés à des codes externes, il est alors possible de s'approcher de la capacité théorique des systèmes muiti-antennes. Nous considérerons également le cas des canaux sélectifs en fréquence où les codes spatio-temporels sont alors combinés avec la technique OFDM. Finalement nous présenterons quelques unes des applications envisagées. MIMO Systems and Space-time Coding e/D. Le Ruyet, 6. Ozbek REE. ISSN 1265-6534, no 4, April 2005, p 69 Keywords : Communication system, Fading Channel, Multiple Antennas, Channel Coding, Capacity. ln this paper, we give an overview of wireless communication systems using multiple transmit and multiple receive antennas. We first intro- duce the theoretical capacities of these systems. Then we present the main families of spatio-temporal codes and their associated decoding algorithms. These codes allow us to exploit the multiplexing and diver- sity gain of the multiple antenna systems. Then we show that space time codes associated to channel codes can achieve performance close to the capacity of the multiple antenna systems. We also consider fre- quency selective channels, where it is possible to combine the space time codes with the OFDM technique. Finaly we give some of the pos- sible applications of space time coding. Repères : Foudre Modèles d'attachement des leaders de foudre au sol et amélioration de la prise en compte des charges d'espace Par A. Bedja, P Auriol, F Buret REE,ISSN 1265-6534, n'4, avril2005,p. 85 Mots clés : Foudre, charge d'espace, leader ascendant, processus d'attachement. Dans cet article, on analyse d'abord les différents modèles, existants dans la littérature, qui ont été développés pour simuler le processus d'attachement du leader de foudre descendant avec une structure quelconque au sol. Les avantages et les limites de chacun sont briè- vement étudiés. Ensuite est exposé le modèle numérique que nous avons élaboré ; il prend en compte et simule le développement spa- tio-temporel des charges d'espace émises par le paratonnerre et par la surface du sol. Ce modèle constitue une première étape dans l'élaboration d'un critère d'attachement amélioré prenant en compte la complexité des mécanismes de connexion. Features : Lightning Lightning Attachment Models and Improvement of the Modelling of the Space Charges Bv A Bedia, P Auriol, F Buret REE, ISSN 1265-6534, n'4, April 2005, p, 85 Keywords : Lightning Discharge, Space Charge, Upward Leader, Lightning Attachment In this paper, we analyse initially the different models which have been developed to simulate the lightning attachment process. The advantages and the limitations of each model are presented. In the second part of this work, we will present the numerically model ela- borated which simulate the spatial and temporal development of the space charge emitted by both the lightning rod and the ground surface. This model constitutes a first step to improve the initiation and the propagation criterions of the upward leader. Optimisation de système de protection des postes haute tension contre le coup de foudre direct Par YA. Wahab, ZZ Abidin, S. Sadovic REE,ISSN1265-6534,n'4, avril 2005, p. 91 Mots clés : Foudre, protection,paratonnerre, câble de garde. Cet article présente les résultats de l'étude de l'utilisation de para- tonnerres dans la protection des postes contre les coups de foudre directs. Les positions et les hauteurs des paratonnerres sont déter- minés grâce au logiciel de simulation Sigma ssh. Ce logiciel utilise le modèle électrogéométrique en trois dimensions, avec l'applica- tion d'une méthode de Monte Carlo. Les résultats de l'étude d'un poste 275 kV et 500 kV sont présentés. Optimisation of the High Voltage Substation Direct Lightning Stroke Protection System By YA. Wahab, Z.Z. Abidin, S. Sadovic REE, ISSN 1265-6534, n'4, April 2005,p 91 Keywords : Lghtning, Protection, Arrester, Shielding Wire. This paper presents results of the study dealing with the application of lightning rods for the substation direct stroke protection. Lightning rod locations and heights are determined using simula- tion software Sigma ssh. This software uses a three-dimensional Monte Carlo electro geometric modeling. Study results for one par- ticular 275 kV and one 500 kV substation are presented. REE Nc 4 Avril2005 .or Résumés R RÉSUMÉS ABSTRACTS Foudroiement des hélicoptères en mer du Nord lors d'orages d'hiver Par A. Delannoy A. Broc, E. Montreuil, P Lalande, P Laroche REE,ISSN 1265-6534, n'4, avril 2005, p, 96 Mots clés : Foudroiement, hélicoptères, attachement, mer du Nord. Les vents de secteur sud au-dessus des îles Shetland produisent des ondes qui, en hiver, génèrent des nuages convectifs sur l'océan Atlantique. Ces nuages s'électrisent et produisent des éclairs isolés. Afin de décrire la configuration électrique atmosphérique résultant de cette situation météorologique, nous utilisons le code de calcul Méso-NH, un modèle non-hydrostatique méso-échelle qui permet une description tridimensionnelle des cellules convectives. Un modèle 1,5 D microphysique et dynamique est alors appliqué pour simuler la structure verticale de l'électrisation dans la cellule. À partir de cette simulation numérique, le modèle d'attachement de l'ONERA est utilisé afin de calculer les zones des hélicoptères à partir desquelles une décharge électrique peut se développer. Lightning Strike to Helicopters During Winter Thunderstorms Over North Sea By A. Delannoy A. Broc, E. Montreuil, P Lalande, P Laroche REE, ISSN 1265-6534, n'4, April 2005, p. 96 Keywords : Lightning Strike, Helicopters, Attachment, North Sea. South Wind over the Shetland Islands produces a wave flux which, in winter time, triggers convective clouds over the Atlantic Ocean. Those clouds get electrified and produce isolated lightning flashes. ln an attempt to describe the atmospheric electrical configuration produced by this meteorological situation, we run Méso-NH, a meso-scale non hydrostatic model, which delivers a 3D description of the convective cell. A microphysical and dynamical 1.5D mode] is then applied to simulate the vertical electrification within the cell. From the electrification study, the attachment model of ONERA is used to compute the zones on helicopters from which the lightning discharge can develop. Observation des orages avec le système SAFIR-3D dans les provinces de Beijing-Hebei durant l'été 2003 Par M. ing, Z Yijun, H. Ping, XI Xiaofeng, Z Junzhuang, P Rouquier, J. Y Lojou REI SSN1265-6534,n'4, avril 2005, p. 101 Mots clés : Orages, localisation des éclairs, radar, convection intense, risques météorologiques. L'analyse des premières données issues du réseau de localisation des éclairs SAFIR-3D, récemment acquis par ['Administration Météorologique de Chine, a confirmé la relation entre les éclairs et la distribution des charges à l'intérieur du nuage. Elle met en évi- dence la décroissance de l'altitude moyenne des éclairs avec le niveau de maturité des cellules orageuses. Les études comparatives avec les radars météorologiques ont montré une excellente corré- lation, confirmant ainsi l'intérêt de tels réseaux pour le suivi, l'alerte et la prévision des risques majeurs associés aux zones de convection intense. Lightning Observation and Field Experiment with 3D SAFIR System during Summer 2003 in Beijing-Hebei Area By M. Oing, Z Ytjun, H. Ping, XlXiaofeng, Z Junzhuang, P Rouquier, J. Y Lojou REE. ISSN1265-6534, n'4, April 2005,p. 101 Keywords : Thunderstorm, Lightning Localization, Radar, Strong Convection, Severe Weather The analysis of first lightning data acquired by the Chinese Meteorological Association 3D SAFIR network shows that the cha- racteristics of lightning are associated with the charge structure in thunderstorm. This emphasizes the decrease of lightning altitude in the mature/late phase of the lightning cells. Comparative studies with meteorological radar data provide a very good correlation which confirms the value added by such a network in monitoring, warning and forecasting severe weather. REE No 4 Aviil 2005