Une nouvelle antenne plane à onde progressive à caractéristiques de rayonnement omnidirectionnel

11/10/2017
Publication REE REE 2005-6-7
OAI : oai:www.see.asso.fr:1301:2005-6:20239
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Une nouvelle antenne plane à onde progressive à caractéristiques de rayonnement omnidirectionnel

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. DOSSier) LES ANTENNES Une nouvelle antenne a plane à onde progressive à caractéristiques de rayonnement omnidirectionnel Mots clés Réseau à fentes, Triplaque, Antenneimprimée, Ondes progressives Par Ralf LEBERER, Wolfgang MENZEL Université d'Ulm, Département Techniques Microondes, Allemagne Introduction Du fait du nombre croissant des réseaux locaux sans fil et d'autres applications point à multipoint, s'accroît le besoin d'une antenne à large bande, à diagramme de rayonnement omnidirectionnel en azimut et généralement à faisceau étroit en élévation, à gain suffisant et peu coûteuse. Récemment une antenne plate à diagramme omnidirectionnel constituée par un réseau imprimé de dipôles a été présentée [1]. Un rayonnement omnidirec- tionnel avec une ondulation du gain en azimut d'environ 2 dB a été obtenu. [2] Des caractéristiques omnidirec- tionnelles ont été trouvées en enveloppant un cylindre d'une plaque de microrubans, solution qui accroît la com- plexité de l'antenne. La grande largeur de faisceau en élé- vation d'un élément rayonnant est réduite en utilisant un réseau axial d'éléments. Lorsque l'organisation de ce réseau est asymétrique, son diagramme de rayonnement l'est aussi. Dans [3] on a choisi une organisation axiale symétrique : une antenne disque ondulée est alimentée au centre par un transformateur de mode complexe ; son rayonnement est à faible ondulation en azimut mais à mauvais lobes latéraux en élévation. Enfin, la solution présentée en [4] offre une faible largeur de faisceau et un bon niveau de lobes latéraux en élévation dans la gamme des ondes millimétriques, mais à de plus faibles fré- quences la taille de l'antenne devient volumineuse. Le type d'antenne présentée dans cet article peut couvrir un large domaine de fréquences, à la fois la bande 2,4 GHz utilisée par le WLAN et celle des fréquences allant jusqu'à 60 GHz réservée au futur réseau intérieur à large bande. L'antenne réalisée a été conçue pour une fréquence centrale de 24 GHz ; elle a des caractéristiques presque parfaitement omnidirectionnelles, la fabrication de sa structure plane est aisée, elle peut être facilement installée à l'intérieur d'un radôme cylindrique, le coût de sa réalisation est faible. L'antenne plate est constituée d'une structure en microruban à fentes symétriques dans les plans conduc- teurs de terre supérieur et inférieur dont la largeur est très légèrement supérieure à celles des fentes (figure 1). La distribution de puissance rayonnée dans le plan x-z par ESSENTIEL SYNOPSIS Un réseau à fentes linéairement polarisé alimenté par une « stip ! ine H (iigne à rubans)et dont les caractéristiquesde rayon- nement sont omnidirectionnelles dans le plan azimutal et à faisceau étroit dans le plan élévation, a été développée. Une architecturetotalement symétrique a été choisie afin de mInimi- ser l'excitation de modes plans parallèleset ainsi de garantir la symétrie du diagrammede rayonnement.Un réseauplanàfentes avec six fentes de chaque côté de la structure imprimée est présentée. Les effets des dimensions géométriques sur la performancede l'antenne proposée sont étudiés. Pourune exci- tation en mode TEM de la stripline une simple transition entre ligne coaxialeet stripline a été conçue à 24 GHzen utilisant un connecteurstandardSMA. Des résultats de mesures de l'antenne associée à la transition sont présentéspour valider les résultatsde simulation. A linear polarized slotarraywith stripline feed and good omnidi- rectional radiationcharacteristicsin the azimuthalplane and nar- row beamwidth in the elevation planeis developed.A completely symetrical setup was chosento minimize the excitation of paral- lei-plate-modesand to guaranteea symetricalradiationpattern.A planar slot-array with six slots on eachsideof the printed structu- re is presented. Effects of the geometrical dimensions on the performance of the proposedantennaare studied. For excitation of the TEM-stripline-mode,a simple low-cost coaxial to-stripline- transition was designedat 24 GHzusingà standardSMA-connec- tor. Measured results of the compinaisonof transition and anten- na are presentedto validate the simulated results. REE Nn 6/7 Juiii/juillct 2005 Une nouvelle antenne plane à onde progressive à caractéristiques de rayonnement omnidirectionne ces plans de terre de longueur finie a une très faible ondu- lation. A la suite de l'analyse de l'élément à une paire de fentes de la fig.l, est présenté un réseau à six éléments à faisceau étroit en élévation. electric field in the slot conducior 1 ,>IUL 4 ;') lUl - 1 !. ", Àdr Il, Il L* " , -,< " - --, coi--cit 1 1 : -t x Q "I" 1 'NI-ili (ide Figure J. Structure à une seule paire de fentes. 0.4 3 01 -g E P.. \.J.'-t J 0. 5 0.3 1 m 0.') 5 1 () - 15 0.1 '2.8 3 3.2 3.4 3.6 3.8 4 4 3.2 3.4 3.6 3.8 4 4.2 slotwi (ith/nini Figme 2. Efficacité dcL rayorenernent d'cef2e seule paire de fentes adaptée. 2. Conception de l'antenne En conception d'un réseau à une dimension, il est nécessaire d'ajuster la puissance rayonnée par chaque fente pour obtenir la distribution d'amplitude désirée. Lorsque l'élément à une paire de fentes de la figure 1 est fermée sur une charge adaptée, le rapport de la puissance rayonnée à la puissance d'entrée peut être exprimé par la relation suivante : p/p prfi'l Pi rad III s 1 1 s 21 2 Un simulateur commercial en temps et domaine (CST. Microwave Studio 5.0) a été utilisé pour évaluer ce rapport de puissance. La figure 2 montre les valeurs calculées de la variation de ce rapport en fonction de la largeur de la fente, pour un substrat de permittivité Er = 2,33, une hauteur == 0,79 mm d'une couche de substrat, un plan de terre de 200 mm plus large que la fente et une largeur du conducteur central it,,, = 0,5 m. Une structure adaptée est incluse réduisant la largeur du conducteur central (figure 1). La position, la longueur et l'épaisseur de ce resserrement sont optimisées pour chaque taille de fente afin de minimiser la perte par réflexion. Il résulte de ces choix que la puissance rayonnée à tra- vers la fente et la puissance transportée par le guide à la fente rayonnante dépendent principalement de la largeur de la fente. Comme la largeur de la fente affecte aussi le diagramme en champ lointain en azimut, elle est choisie inférieure à 4 mm afin réduire l'ondulation du rayonne- ment dans le plan azimutal. Comme on le voit figure 2, la puissance maximale rayonnée par l'élément à une paire de fentes est inférieure au tiers de la puissance d'entrée. Un réseau d'antenne à faible perte à distribution en amplitude égale ou pondérée afin de réduire le niveau des lobes latéraux, doit rayonner une puissance supérieure d'au moins 50 % à la puissance d'entrée. Pour atteindre cet objectif sans davantage accroître la largeur de fente, une jonction capacitive a été ajoutée derrière chaque fente dans la structure microruban (figure 5), ce qui a pour effet d'augmenter la largeur électrique effective de la fente et d'obtenir des niveaux de rayonnement supé- rieurs à 60 %. L'élément final du réseau est conçu pour rayonner la totalité de la puissance d'entrée, ce qui est obtenu en utilisant un bout de ligne se terminant au centre des fentes, comme montré sur la figure 5. Il en résulte qu'il n'est pas nécessaire d'utiliser un matériau destiné à absorber la puissance non rayonnée en bout de réseau, introduction qui augmenterait les pertes et la complexité de l'antenne. La figure 3 présente plusieurs effets de la variation des dimensions géométriques sur l'ondulation du rayon- nement dans le plan azimutal. Un accroissement de la largeur du plan de terre et de la largeur de ses bandes métallisées situées de part et d'autre de la fente, fait croître la puissance rayonnée perpendiculairement à l'ouverture de la fente (le long de l'axe des z) plus que dans la direction droite et gauche de la fente (axe des x, figure 3c). Dans le procédé de conception qui suit, la largeur de la bande de métallisée est de 100 pm, cette valeur ayant été choisie comme un bon compromis entre l'ondulation en azimut et la complexité de fabrication. Une variation de la hauteur de substrat modifie la distan- ce effective entre les deux fentes avant et arrière de la ligne microruban et modifie l'ondulation du diagramme de rayonnement résultant (figure 3b). Dans le cas d'un substrat plus large que le plan de masse métallisé, la densité de puissance rayonnée dans la direction x est également réduite (figure 3a). Le procédé de fabrication nécessitant un substrat plus large que le plan de masse métallisé, la largeur du substrat a été choisie plus large de 0,5 m environ que ce plan à la plus grande largeur de fente. Zn REE ? 6/7 .lLlil/jtiillet 2005 . DOSSier) LES ANTENNES ', 4 " a % 1 6 7 ) substrne heighcl mm 1 T: " 3 1 5 6 7 K c') groind plane litil i riri 3 ---------- 2 1 1 1, 2 2.5 3 3.5 2 2 s 3 d) SI (t/niiii Figitre 4. Pet-te pai- i-éflexioii et bai7cle passaiite d'iiii éléiiieizt à dei fentes en fonction de ses dimensions géométriques : 4a : léirgelir de la ligiie iiiicro -tibaii, 4b.- hiiiteiir du stibstrcit, 4c.- léirgeiii- dit plaiz de iiiasse, 4d. laj- (eiii- defeiite. CI 3. Lantenne réseau L'antenne multicouche est fabriquée en imprimant un plan de terre métallisé avec ses fentes sur l'une des faces I) liiie 1 " , " :'r- cn ! c ; c<'nduc !'' [ Figi (re 5. Métallisatioii iiité-ietii-e et evtérieiii-e de la sti-itc-titre tril) laqtie. 1 1 i f 1 11, Figare 6. Photogi-,iphie de l'aiiteiiiie. d'un substrat (en RT/duroid 5870) et sur l'autre le conducteur central. Sur un autre substrat est imprimé le second plan de masse métallisé avec ses fentes. Ces deux sous-ensembles sont ensuite assemblés par collage, l'épaisseur du film de collage (35 m) étant suffisam- ment petite vis-à-vis de la hauteur du substrat pour que l'assemblage puisse être considéré comme symétrique dans les plans x-y et y-z. Cela garantit donc la non-exci- tation de modes parasites plans parallèles et ainsi une faible ondulation du champ lointain dans le plan azimutal. Suivant les donnés précédentes, un réseau à six éléments a été conçu à 24 GHz (figures 5 et 6). Chaque fente ayant a e e 1 c différents paramètres de dispersion, la distance entre les éléments du réseau est ajustée pour que la phase du champ électrique soit la même dans chaque fente, afin REE \' 6/7 Juin/juillct 2005 Une nouvelle antenne plane à onde progressive à caractéristiques de rayonnement omnidirectionnel 0 ail . :.io, :c : r` : Eenrazi ai ; o.:trtlt. : iLioa " " y 1 \ f \ V V '' v 22 23 24 25 freqlieiiov/GHz 16 Figtire 7. Pertes p (ii- réflexioii de l'aiitetiiie et de la ti-aiisiti (ii. -*-<' coptn/'am ili'ïi 1 (il ,, 1 t ! >i ! i : i,li 1 - 1 ( 1 . ; : j ,, f 1 - I) n KI ant\.ll :/Ci..'rn.'L' Figttre 9 Polciris (itioii (--oisée ciciiis le plaiiX-7 f'. \./ zi C'- , " \ i, .Ici .'-t-f " : Zl? i717T ! î 71 1 1\0 n ! c-iJo''r'c (' xCi Figure 8. Diagramme de rayonnement en champ lointain à 24 GHz. d'obtenir le gain maximal dans le plan x-z. Une attention particulière a été apportée au couplage entre fentes. L'influence d'un coefficient de couplage entre deux fentes voisines légèrement inférieur à - 10 dB a été incluse dans le procédé de conception. La simulation des pertes par réflexion de l'antenne montre que la bande passante à 20 dB est supérieure à 4 GHz (figure 7). La mesure des pertes B par réflexion de l'antenne y compris à la transition entre la ligne coaxiale et la ligne microruban, montre qu'elles sont inférieures à 10 dB sur la totalité de la bande passante. Les différences entre valeurs simulées et mesurées sont principalement dues aux problèmes de contacts dans la transition. Les résultats de simulation d'une transition entre ligne coaxiale et ligne triplaque sont donnés figure 7. Pour des fré- quences de la bande millimétrique, une transition entre un guide rectangulaire et ligne microruban peut être utilisée. tn La mesure en champ lointain montre que le diagramme de rayonnement omnidirectionnel est très bon en azumut, () ') f /' 1, 1 (il iy \ -, - ( il, 2Ï ( ; Hz 11 i (JHZ (H/ i i U / Cd Ji 111 &, l 1 i 1 r (\ . V \ , 1 1 1 r\ Jf - 1 1 h ", 1) (,) e, 2 () C) o Figure IO.Dingr-nrnnes norn2alisés de rayonr2en2ent en chanzp lointain à dfféi-eiites.fré (liiei7ces avec moins de 1 dB de fluctuation, et que sa largeur de faisceau à 3 dB en élévation est de 16,5°. Le niveau de lobes latéraux du diagramme de rayonnement est meilleur que 13 dB. Le niveau de polarisation croisée est inférieur à- 20 dB (fig.9). Le déplacement du faisceau est d'environ ± 6'à +- 1 Ghz de la fréquence centrale (figure 10). 4. Conclusion Une antenne réseau linéairement polarisée a été présentée dans cet article.Elle est alimentée par une ligne microruban et présente un excellent diagramme de rayon- nement omnidirectionnel. L'influence des dimensions géométriques sur le diagramme en champ lointain, les pertes par réflexion et les performances en bande pas- sante ont été analysées. L'antenne a été fabriquée et ses mesures ont permis de confirmer les résultats de simula- tion. Une version de ce réseau plan fonctionnant en pola- risation circulaire est actuellement en cours d'évaluation. REE No 6/7 Juiii/jitillet 2005 Dossier i ei LES ANTENNES References [1] KIN-LU WONG, FU-REN, TZUNG-WERN CHIOU " Omnidirectional Planar Dipole Array Antenna ", Trans. A&P, Vol, 52, No. 2, pp. 624-628, Feb. 2004. [2] N. HERSCOVICI, !, SIPUS, PS KIOAL " The Cyllndncal Omnidirectional Patch Antenna ", IEEE Trans. A&P, Vol. 49, pp. 1746-1753, Dec. 2001. [31 R. E. PLUMMER : " Surface-Wave Beacon Antennas ", IRE Trans. A&P, Vol. 06, pp. 105 - 114, Jan. 1958 [4) R. LEBERER, W MENZEL " A Novel MM-Wave oual ReflectorAntenna with Omnidirectional Radiation Pattern ", JINA 2002, Int. Symposium on Antennas, Nice, Session 3, Nov. 2002, Ei EEi e u r 5 Ralf Leberer a obtenu son diplôme d'ingénieur à l'Université de Ulm, Allemagne, en 1999. De 1999 à 2004, il a poursuivi ses études dans le département des techniques microondes de l'Université de Ulm pour obtenir le titre de docteur ingénieur. Depuis 2005, il travaille dans les Laboratoires de EADS de Ulm Son domaine actuel d'intérêt concerne les réseaux réflecteurs quasi plans, les antennes millimétriques et les amplificateurs de puissance au GaN. Wolfgang Menzel a obtenu son diplôme d'ingénieur à l'Université technique d'Aix-la-Chappelle, Allemagne, en 1974, et le titre de docteur ingénieur de l'Université de Duisburg, Allemagne, en 1977 De 1979 à 1989, Il a travaillé au départe- ment des ondes millimétriques de AEG à Ulm, Allemagne, (maintenant European Aerospace Defense and Space Systems, EADS) Il y a dirigé de 1980 à 1985 le laboratoire des circuits intégrés millimétriques, et de 1985 à 1989 la totalité du département des ondes millimétriques. Pendant ces années, ses domaines de tra- vail ont concerné les circuits intégrés plans (principalement à la base de techniques finline), les antennes planes, et les sys- tèmes à longueurs d'onde millimétriques En 1989, il a obtenu une chaire de professorat à l'Université d'Ulm, Ses domaines actuels d'intérêt sont les circuits plans multicouches, les filtres et composants de guide d'ondes, les antennes, les intercon- nexions et assemblages en ondes millimétriques et micro- métriques, etles applications et aspects sytème des ondes mil- limétriques REE No 6/7 . ; tiin/juillet 2005