Lutte anti-interférence à partir d'une seule antenne par optimisation de la forme d'onde et de son exploitation

02/09/2017
Publication REE REE 2006-1
OAI : oai:www.see.asso.fr:1301:2006-1:19761
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Lutte anti-interférence à partir d'une seule antenne par optimisation de la forme d'onde et de son exploitation

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            <title>Lutte anti-interférence à partir d'une seule antenne par optimisation de la forme d'onde et de son exploitation</title></titles>
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	    <date dateType="Created">Sat 2 Sep 2017</date>
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. Dossier) NOUVELLES FORMES D'ONDE AGILES EN IMAGERIE, LOCALISATION ET COMMUNICATION m m Lutte anti-interférence à partir d'une seule antenne par optimisation de la forme d'onde et de son exploitation Mots clés Noncirculaire, Linéaireau senslarge, BPSK, MSK, GMSK, GSM, Réjectiond'interférence Par PascalCHEVALIER,François PIPON Thalès-Communications, EDSISPMISBP Cet article présente la manière dont une liaison radio à modulation monodimensionnelle (AM, ASK, BPSK), ou devenant quasi-monodimensionnelle après prétraitement (MSK, GMSK), peut être rendue intrinsèquement robuste à la présence d'une inter- férence co-canal de même nature. 1. Introduction Il est montré dans [3] qu'en présence de signaux non stationnaires (modulations numériques par exemple) et non circulaires au second ordre [10] (modulations mono- dimensionnelles par exemple), les récepteurs optimaux au second ordre deviennent variables dans le temps (VT) et linéaires au sens large (LSL) [11 générant une sortie de la forme ) (t) WI (t) lx (t) +W) (t) lx (/)' :', ou x (t) est le vecteur des enveloppes complexes des observations tem- porelles (ou spatio-temporelles) en sortie d'antenne, w 1 (t) et W2(t) sont des filtres complexes VT, et devenant poly- périodiques pour des observations cyclostationnaires [8], Di signifie complexe conjugué et test l'opération de transposition et de conjugaison complexe. Les filtres VT sont étudiés depuis plus d'une décennie, principalement pour des signaux cyclostationnaires (modulations numé- riques) depuis les travaux de Gardner et de son équipe [7- 8]. Les filtres LSL ont quant à eux été utilisés pour la pre- mière fois en traitement du signal en 1969 [2], puis par Gardner [7] mais sans aucune référence au concept de non-circularité. Leur optimalité pour des observations non circulaires n'a été montrée qu'en 1995 [3], [1 Il pour des problèmes d'estimation en moyenne quadratique, et leur grand intérêt pour les modulations monodimension- nelles (ou rectilignes), telles que les modulations AM, ASK ou BPSK, a été montré pour la première fois dans [3] puis dans [4], mettant en évidence la capacité des filtres LSL optimaux à rejeter une interférence monodi- mensionnelle à partir d'une seule antenne, d'où le concept SAIC. Depuis ces travaux pionniers, les publica- tions sur les filtres LSL optimaux se sont multipliées (voir SSENTIEL S y N 0 P S On décrit dans cet article la manière dont une liaison radio à modulation monodimensionnelle (ou rectiligne !, telle que les modulations d'amplitude analogique (AM)ou numérique(ASK)ou la modulationde phase à 2 états (BPSK),peut être rendueintrin- sèquement robuste à la présenced'une interférence co-canalde même nature, générée par exemple par le réseaude communi- cation lui-même, à partir de l'utilisation d'une seule antenne à la réception. Cette propriété est rendue possible par l'exploitation de récepteurs linéaires au sens large optimaux. Ce concept, dénommé SAIC lSingle Antenna Interference Cancellationl, se généralise aux modulations devenant rectilignes ou quasi- rectilignes après prétraitement, telles les modulations MSK et GMSK par exemple. Ce concept est d'ores et déjà opérationnel danscertains portatifs GSM (Nokia1110et 1600)depuis le début de l'année 2005. In this paper,we present the way by which a radio link using a monodimensional(or rectilinear) modulationsuch as AM, ASKor BPSKmodulations, may be robustified to the presence of a co- channel interference with the samekind of modulation and gene- rated for exampleby the network itself, from the use of only one antenna at reception.This property is obtained by implementing anoptimal widely linear receiver. Thisconcept, called SAIC (Single Antenna Interference Cancellatioy, can be extended to modula- tions becomingrectilinearor quasi-rectilinearafter preprocessing, such as MSK or GMSK modulations. This concept has already been operational insome GSM handsets (Nokia 1110 and 1600) since the beglnningof 2005. REE N " ! Janvicr2006 Lutte anti-interférence à partir d'une seule antenne par optimisation de la forme d'onde et de son exploitation la bibliographie de [5]). Parmi celles-ci, les références [12-13] montrent que la modulation GMSK du GSM peut être interprétée comme une modulation BPSK après un simple prétraitement de dérotation sur le signal en bande de base, résultat valable aussi pour la modulation MSK, montrant du même coup l'intérêt des filtres LSL optimaux pour la réduction d'interférences co-canal au sein des réseaux GSM. A la suite de ces travaux, la technologie SAIC, conjointement avec la détection multi-utilisateurs [9], est présentée dans [1] comme une avancée majeure et peu coûteuse pour les portatifs GSM, candidate à une normalisation et offrant une augmentation substantielle de capacité système pour les réseaux GSM. Les premiers portatifs intégrant cette technologie sont mis sur le marché au début de l'année 2005 par le constructeur Nokia. L'objectif de cet article est de présenter cette nouvelle technologie sur des signaux BPSK. L'extension à une réception multi-antennes est présentée dans [5]. 2. Hypothèses et statistiques des observations A. Hypothèses On considère une antenne recevant la contribution d'un signal utile BPSK, d'une interférence co-canal de même nature et d'un bruit de fond. L'enveloppe com- plexe du signal utile BPSK s'écrit s (/,) s l (/ " r-) (1) M où les a " = + 1 sont des variables aléatoires indépendantes et identiquement distribuées correspondant aux symboles transmis, T est la durée symbole, . (0 < ts < T) est l'origine temporelle du signal utile, v(t) est un filtre dit de'/, Nyquist et s est une valeur réelle contrôlant la puissance instantanée de set). Considérant l'instant optimal d'échantillonnage pour le signal utile ( = 0) et notant x (t) l'enveloppe complexe du signal observé en sortie d'antenne, l'observation échantillonnée, x, (kT) a X (t) Ov (-t) 'lt=k-T obtenue après une opération de filtrage adapté au filtre de '/, Nyquist v (t) et une décimation au rythme symbole, est donnée par : xv (k-7) si (kl) hs + j1v (k h1 + bv (kl) à sv (kl) hs + bTv (k7 = gs 40) ak hs + btv (ki) (2) où Sv (kT) à S (t) & (-t) *It=kT, 0 est l'opération de convo- lution,jl,, (k7 et b,, (k7 sont les échantillons à l'instant kT des enveloppes complexes respectivement de l'interférence, supposée rectiligne, et du bruit de fond, supposé centré, stationnaire et gaussien, en sortie du filtre adapté v (-t) *, r il à v (t) ov (-t) * est un filtre de Nyquist, hs et hl sont les réponses impulsionnelles des canaux associés respectivement au signal utile et à l'interférence et . (kT), supposé stationnaire et statistiquement indépendant des symboles utiles, est l'échantillon à l'instant kT du bruit total (bruit de fond plus interférence) en sortie du filtre adapté Notons que, pour simplifier, le modèle (2) ne considère que des canaux de propagation non étalés temporelle- ment, ce qui est typique d'une propagation en espace libre ou d'une propagation à fading de Rayleigh. B. Statistiques du second ordre des observations Les statistiques du second ordre des observations considérées dans la suite correspondent aux quantités /-\.E [lx,, (kl1'l et c_, E [x,, (k7'] données, sous les hypo- thèses précédentes, par : A l',' TU s lhçll + n, Ihll'+ 112 dà n lhsl, + 1. IZ h 1 +Tu, h,2/\ 1c C s - T [Sh, - + c (3) (4) où T12est la puissance moyenne du bruit de fond en sor- A tie du filtre adapté v (-t) ", n., tï'j- (O)' et Tu, sont les puissances respectivement du signal utile et de l'interfé- rence en sortie du filtre v (-r) et reçues par une antenne omnidirectionnelle pour une propagation en espace libre, r E [IbT,, (kTjl=] et c E [bT,, (k7=]. 3. Récepteur optimal A. Présentation Sous l'hypothèse de séquences de symboles équipro- bables, le récepteur qui minimise le taux d'erreurs par séquence correspond au récepteur à maximum de vraisem- blance (MV). Sous l'hypothèse d'un bruit total bT,, (kl gaussien, stationnaire et non circulaire (pour lequel c j 0), en supposant les échantillons (F) non corroies, le récepteur à MV génère la séquence de K symboles utiles, ak (1 < k : K), telle que chaque symbole ak maximise, pour 1 < < , le critère du MV défini par [5] : (5) C.,,, [ak] 4 p [bTv (kT) - Ïv (kl) - gs 40) ak hs/ak oùles vecteurs (2 x 1) ÏT,, (kT), è, (kl) et hs sont définis ou respectivement par bT, (k7) 4 [bT,, (k,) T bT,, (kl) T, x,, (k7) L' [x,, (kl), x,, (kl) *] T et Âs 4 [hs, hs*] TI P [TI,kl)/ak] est la densité de probabilité conditionnelle du vecteur bruit (7) par rapport au symbole ak où la densité de pro- babilité de b7,, (k7) est donnée par : p [bTv (kT)] 4 n-Ndet [Rl- "' exp [- (1/2.) bT, (kl). tR-'bTv (kT) j où la matrice (2 x 2) Ri ; est définie par : (6) Rî à E [bT, (In-in/ btv (kl) tl CI c * r *) (7) REE Wl Janvicr2006 s s i e r NOUVELLES FORMES D'ONDE AGILES EN IMAGERIE, LOCALISATION ET COMMUNICATION Utilisant (6) dans (5), il est aisé de montrer que le récepteur optimal a le schéma fonctionnel de la figure 1 : '- 17 / r. a, Figtii-e 1. Scliéiiia.foiictioiiiiel clti i-écepteiii- oIgtii7mil. où Ws est le filtre adapté LSL, maximisant le rapport signal sur bruit plus interférence (RSBI) en sortie z"), défini par : », s R-1 Ii s (8) dont la sortie, z(D, est réelle et s'écrit [5] t xv u ez(k7) là -i, (kl) - 2Re [w,,,,*x, (kl)]. 0'w,,,,, est donn' par : 14 ; 4à nc,s ahs+dhs * (9) ou a à rr cl'Ir] -1 d a el r (10) (11) et où le symbole +1 (resp. -1) est décidé lorsque z (k7 > 0 (resp. < 0). Il est aisé de montrer [5] que, sous les hypothèses précédentes, le récepteur du MV est aussi le récepteur LSL minimisant l'erreur quadratique moyenne entre z(kT) et czk, appelé récepteur LSL MMSE (Minimum Mean Square Error), ce qui signifie que les filtres Îv, et 4 R-1r, sont proportionels, où R 4 E [Ï, (k7) et r7,, 4 E [ï, (ki) ak*]. B. Interprétations En notant F-i A Ihlllnll'12 et \ la phase de h, ; hll laquelle correspond aussi à la phase différentielle de l'interférence et du signal utile en sortie d'antenne, il est possible de montrer que, pour une interférence forte (El » 1), tant que y # 0 + b c'est-à-dire tant que le signal utile et l'interférence peuvent être discriminés par la phase, la quantité hl s'écrit * I) Ï h.thsnI Siny O] rJ2 112 (12) y : # 0 4- kn FI » 1 ce qui montre que le filtre kv,,,,,' : fait tourner la phase de l'interférence pour que la contribution de celle-ci en sortie de w " .,Ç " soitpurement imaginaire, générant ainsi une contribution nulle de l'interférence en sortie 7 (kl = 2Re [w,,,-,s Ixl, (kl], d'où le concept SAIC. Le comportement du récepteur optimal sur les constellations BPSK utile et interférente en sortie y (kT) du filtre w,,C,S * et en sortie z= = 2Reb (kTl, est illustré à la figure 2. Interfermce ; t ,/ e ...... '/'S] grnd i :." tà 1e - -- -/e 4 ii qIr,siny 's!, ) c (k7) , (kT) z(kl-) 12 Figure 2. Constellations BPSK titile et iiiteiféi-ejite eii soi-ties y(kT) et - (kl, cl > > 1. Utilisant le fait que h, A lhsi d, et h, à lhUtilisant le fait que h, A lhsi d, et h, à lh, 1 i 1, où Qs et Q) sont les phases des canaux associés respectivement au signal utile et à l'interférence, une autre interprétation du récepteur optimal peut être faite à partir de l'expression du vecteur observation étendu (r), donné, à partir de (2), par : (13) lkl) = st (k7) hs +-il l (kT) hl+ bi) (kT) - (13) = sl, (kT) lhsl is + jl, (kl) lh, i iy] + bie (kl) o-U 6,, (kl) 4 [b, (kl), b, (kl) *]', hi 4 [hi, hl*] T5 lç ! 6-jsIT et iy, à [ejl@ é-jo,,T. Comparant (13) et (2), on déduit que le vecteur év (kT) peut être considéré comme l'échantillon à l'instant kT du vecteur observation issu d'un réseau à deux antennes virtuelles recevant les contributions d'un bruit de fond, d'un signal utile et d'une interférence BPSK, d'enveloppes complexes échantillonnées respectivement égales à lh,l s,, (k7 et Ihll jl,,, (r) et de vecteurs directeurs respectivement égaux à . et v 1. Dès lors, le récepteur LSL mono-antenne optimal agissant sur x,,(7) correspond aussi au récepteur linéaire optimal agissant sur l'observation bidimensionnelle virtuelle .év (kl) ce qui ramène le problème considéré à un problè- me classique de filtrage d'antenne optimal à deux antennes, et ce qui montre du même coup la capacité du récepteur à rejeter une interférence. Dans la mesure où le vecteur directeur d'une source pour le réseau virtuel considéré ne dépend que de la phase de la source, la dis- crimination des sources utile et interférente par ce réseau virtuel s'effectue par la phase, et celui-ci est donc quali- fié de réseau virtuel à diversité de phase. En particulier, le coefficient de corrélation spatial, ais, entre l'interfé- rence et le signal utile pour ce réseau virtuel, défini par le produit scalaire normalisé des vecteurs hl et hs (ou des vecteurs v, et .), et tel que 0 < ja < I, est donné par : REE Nn 1 Jaiivici 2006 Lutte anti-interférence à partir d'une seule antenne par optimisation de la forme d'onde et de son exploitation ais A 1 -rhs (fil -Ifil) 1/2 ( fis@hs) 112 t (14) (lItVI) 1/2 ( I) Stls) 1/2 cosyf ce qui montre une discrimination entre les sources crois- sante lorsque Icos\jfl décroït. 4. Performances A. Rapport signal sur bruit plus interférence en sortie En présence d'un bruit total gaussien, le taux d'er- reurs symbole (TES) en sortie du récepteur optimal est une fonction décroissante du RSBI en sortie z(kT), noté RSBL. Pour un bruit total non gaussien, comme c'est le cas en présence d'une interférence rectiligne, il est implicitement supposé que le TES reste une fonction décroissante de RSBL, hypothèse discutée au paragraphe suivant. Cette quantité, définie par le rapport entre la puissance du symbole ak et la puissance du bruit total en sortie z(kT), peut être calculée à partir de (7), (8) et (13) et est donnée par : RSBI. 2r.s [1 2F-l --- 2 1 +'le, cos zy 1 (15) 4 lh 12où F 71.,/112. L'expression (15) montre que RSBlëest une fonction décroissante de COS2 yet e, minimale et maximale pour respectivement = 0 + et \ = n/2 + k7i. Dans le premier cas aucune discrimination de phase n'existe entre les sources, ce qui empêche la réjection de l'interférence, alors que dans le second cas les sources sont en quadrature, et l'interférence est complètement rejetée par le récepteur conjointement avec la moitié du bruit de fond, supposé circulaire, ce qui explique le gain de 3 dB par rapport au RSBlë d'un traitement classique sans interférence. Dans tous les autres cas, lorsque l'in- terférence est forte, le RSBlë peut être approximé par : RSBIZ " 2F,. [1 - cos] el » 1, y : e- 0 + krr (16) Dans ces conditions, le RSBl devient independant de F-1et ne depend que de 2p-, etcos=tV, ce qui montre l'existence d'une réjection de l'interférence fonction de \/. La figure 3 illustre ces résultats en montrant les varia- tions de RSBI- en fonction de pour E.S. = 10 dB et F-i = 20 dB. Les bonnes performances du récepteur optimal lorsque \ n'est pas trop petit sont clairement mises en évidence. i.1 m ûJ rf ;,'" 0: iü 0 1020 30 40 50 50 70 80 80 IV(degrés) Fgiti-e3. RSBIZ. eii,foiic-tioti dey, , = 10,IB, ï, = 2OdB. B. Taux d'erreur symbole en sortie Bl. Calcul du taux d'erreur symbole Le critère pertinent pour évaluer les performances du récepteur optimal, sans tenir compte du codage et de l'entrelacement, est le TES après démodulation. En présence d'une interférence rectiligne et d'un bruit de fond gaussien et circulaire, il est aisé de montrer que le TES en sortie du récepteur optimal est donné par : TES = 1/2 [Q (RSBRJB) +Q (RSB - RIB,, t/2 (17) où Q() est la fonction définie par Q (u) .21z fi j e-ly2l2 dv e. v (18) et où RSBë et RIBë sont respectivement le rapport signalb1. 1 sur bruit et le rapport interférence sur bruit en sortie z (k7, définis par : RSB *.,') *,. \2, à irs lwne,shsl'4 + Re [ (w,,,,-h,) Il ' (19) 112 f Wnc,s Wne,s RIB 1 2 a'ni- lwnc,s hii + *,.- 2-Re [ (Wnc,s'hl)'] (20)1 112 * Wnc,s 14lics U expression (17) montre que, pour une interférence rectiligne, le TES en sortie n'est plus une fonction de RSBI- comme dans le cas gaussien, mais devient une fonction de RSB et RIB liée au RSBlz par l'expression suivante : RSB RSBIZ (21) 1 + RlBz REE NO 1 Janvier2006 Dossier NOUVELLES FORMES D'ONDE AGILES EN IMAGERIE, LOCALISATION ET COMMUNICATION B2. Taux d'erreur symbole pour une liaison à évasion de fréquence De manière à mieux cerner les performances du récepteur optimal dans un contexte réaliste, on considère dans ce paragraphe une liaison BPSK à évasion de fréquences et, pour simplifier, on suppose une propagation en espace libre. On suppose qu'une interférence BPSK co-canal perturbe la réception. De par le saut de fréquence, les phases du signal utile et de l'interférence sont supposées varier aléatoirement et de manière indépendante à chaque saut de fréquence, suivant une loi uniforme sur [0, 2n]. L'interférence est telle que e = 20 dB et l'antenne est omnidirectionnelle. Sous ces hypothèses, la courbe en trait plein de la figure 4 montre les variations du TES théorique en sortie du récepteur optimal en fonction du rapport signal sur bruit en entrée, E,'Plus précisément, pour chaque saut, le TES en sortie est calculé par (17) pour les valeurs de phase générées. Ces TES sont alors moyennes sur 10 000 sauts. On constate sur la figure 4 que le TES en sortie vaut 0,06 pour Es= 10 dB, c'est-à- dire pour un rapport signal sur bruit plus interférence en entrée de - 10 dB, ce qui montre la robustesse de la liaison à la présence d'une interférence rectiligne forte, et ce qui montre du même coup tout l'intérêt de prendre en compte le caractère rectiligne de l'interférence dans le calcul du récepteur optimal, y compris sous une fausse hypothèse de bruit total gaussien, montrant par là même la pertinence du critère RSBL en présence d'une interfé- rence rectiligne, synchronisation qui, dans le cas présent, doit elle-même pouvoir résister à une interférence rectiligne par filtrage LSL, comme cela est présenté dans [6]. Dans ces conditions, supposant que dv(T) = . (k7/t, r(0) = ak sur la durée de la séquence d'apprentissage, une estimée de petit - A''_i - être obtenue à Dartir d'une estimée R. r7d, de o R- et rïu x (p qui convergent asymptotiquement vers respectivement Rx et rxa', sont donnés par : f\ R x M M L xl (ml) X,., (Ml w==î M (22) A- à 1 -,- - 2L. ( (mT) * /==i (23) où M est le nombre de symboles de la séquence d'apprentissage. De manière à quantifier l'impact, sur les performances, de l'estimation des statistiques, on considère de nouveau le scénario de la figure 4, où un burst contenant 26 symboles d'apprentissage et 112 symboles d'information est transmis à chaque saut de fréquence. Sous ces hypothèses, la courbe en pointillés de la figure 4 montre les variations du TES en sortie en fonction de E. La figure 4 montre que les courbes en traits pleins et en traits pointillés sont quasi confondues, ce qui montre la convergence du filtre estimé sur 26 symboles. 10'lu 14 r-.(' :. il L5 Figure4. TESensortieenfonction de E,., E]= 20 dB, aléatoire à chaque saut 5. Mise en oeuvre 5. Conclusion Cet article montre comment une liaison rectiligne peut être robustifiée intrinsèquement vis-à-vis d'une interférence de même nature par la mise en oeuvre d'un récepteur LSL optimal, d'où le concept SAIC. Ce récep- teur discrimine le signal utile et l'interférence par la phase. Ce résultat très intéressant s'étend également aux modulations MSK et GMSK, et permet en particulier une augmentation de capacité des réseaux de communica- tions utilisant ces modulations à partir d'une simple modification logicielle des récepteurs, ce qui explique pourquoi la technologie SAIC est opérationnelle depuis 2005 dans certains portatifs GSM. L'une des perspectives liée à cette technologie concerne l'étude de son applica- bilité à des constellations plus riches que les constella- tions binaires, telles les constellations OQAM. Dans les situations d'intérêt pratique, les statistiques des observations sont inconnues a priori et doivent être estimées, alors qu'une séquence d'apprentissage dv(kT), corrélée au signal utile s,, (k7), et décorrélée de l'interfé- rence, est généralement disponible après une opération de Références [1] M. AUSTIN, "SAIC and Synchronised Networks for Increased GSM Capacity, 3G Americas " SAIC Working group, Sept 2003. REE NO 1 Janvicr2006 Lutte anti-interférence à partir d'une seule antenne par optimisation de la forme d'onde et de son exploitation WM. BROWN, R.B. CRANE, " Conjugate Linear Filtenng ", IEEE Trans. Information Theory, vol 15, n° 4, pp 462-465, July 1969. P CHEVALIER, " Filtrage d'antenne optimal pour signaux non stationnaires - concepts, performances ", Proc. GRET- SI, pp. 233-236, Juan-Les-Pins (France), sept. 1995. P. CHEVALIER, " Optimal Time Invariait and Widely Linear Spatial Filtering for Radiocommunications ", Proc. 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Ses recherches actuelles portent sur les techniques de traitement d'antenne, rela- tives à l'imagerie ou au filtrage, informées ou autodidactes, à l'ordre 2 ou aux ordres supérieurs à 2, invariantes ou variables dans le temps, pour les signaux cyclostationnaires en particulier, linéaires ou non linéaires, et linéaires au sens large en particulier pour les signaux non circulaires, pour des applications telles que les réseaux de radiocommunications aussi bien F/DMA que CDMA, les télécommunications par satellite, le contrôle du spectre ou l'écoute passive P. Chevalier fui membre du Collège scientifique et technique de Thomson-CSF entre 1995 et 1998. Il est co-lauréat du prix " Science et Défense 2003 " décerné par le ministére de la Défense françals pour ensemble de ses travaux relatifs au tral- tement d'antenne pour les radiocommunications militaires. II est auteur ou co-auteur de 20 brevets et de plus de 90 publications (journaux, conférences et chapitres de hvres). P. Chevalier est actuellement membre EURASIP et membre Emérite de la SEE. François Pipon est né en 1964 à Melle (Deux-Sèvres), France. Il est ingénieur diplômé de l'Ecole polytechn que depu s 1987 et de l'Ecole nationale supérieure des techniques avancées depuis 1989 En 1989 Il rejOint la sOCiété Thomson CSF/RGS (ma ! ntenant Thatés- Communications) en tant qu'ingénieur d'études en traitement d'antenne, ou Il travaille aussi bien sur la goniométrie à haute résolution que sur les antennes adaptatives Depuis 1993, Il mène parallèlement des activités industrielles (études, expérimentations, expert seS, maiagement..) et des activités de recherche. A partir de 1998, il travaille à ia conception et au développement d'un produit d'analyse d'interférences multi-antennes, appelé SMART AIR, pour le réseau GSM Ses recherches actuelles portent sur les techniques d'égalisation multi-antennes et de réjection d'interférences, pour les réseaux de radiocommunications F/TDMA (réseau GSM en particu- lier) et CDMA, les télécomrnunications par satellite, les liaisons iono- sphériques HF, le contrôle du spectre et l'écoute passive en HFNUHF F. Pipon est co-lauréat du prix Science et Défense 2003 " décerné par le ministère de la Défense français pour l'ensemble de ses travaux relatifs au traitement d'antenne pour les radiocommunications militaires F Pipon est auteur ou co-auteur de 14 brevets et de plus de 20 publications (journaux et conférences). REE N'l Jaii\,ici2006